Układ Push-Pull w HiFi

Autor: MANNIE HOROWITZ
AUDIO (USA), KWIECIEŃ, 1959, TOM. 43, Nr 4 (Następca RADIO, Szac. 1917).

Wzmacniacz push-pull został powszechnie uznany jako optymalny układ zapewniający odpowiednią moc wyjściową przy minimalnych zniekształceniach – o ile lampy są używane w odpowiednich warunkach. Autor artykułu sprawia, że działanie tego typu wzmacniacza staje się bardziej zrozumiałe.

   Przeciwsobny stopień mocy zwany dalej stopniem typu push-pull można badać pod wieloma kątami. Ciekawa i pouczająca jest teoretyczna dyskusja na temat właściwości zbiorczych charakterystyk lamp elektronowych. Przegląd praktycznych zastosowań różnych układów i sterowników typu push-pull jest ważnym atutem biblioteki każdego fana audio.

   W niniejszym opisie zostanie omówionych kilka udoskonaleń w układach push-pull. Te udoskonalenia są często projektowane i implementowane we wzmacniaczu w sposób intuicyjny, a nie naukowy. Poważny entuzjasta hi-fi może jednak docenić znaczenie naukowej analizy, a nie wyłącznie instynktownej motywacji.

Analiza Graficzna

   Typowy, samopolaryzujący się, triodowy wzmacniacz wyjściowy push-pull przedstawiony jest na Rys. 1. Wszystko, o czym piszemy w kontekście triody, odnosi się również do pentody – i to nawet w większym stopniu ze względu na większą krzywiznę charakterystyk tej lampy elektronowej.


Rys. 1. Typowy wzmacniacz przeciwsobny - push-pull na triodach.

   Powszechnie wiadomo, że między siatką sterującą a anodą dowolnej lampy elektronowej występuje przesunięcie fazowe o 180°. Kiedy sygnał na siatce osiągnie szczyt przebiegu, sygnał na anodzie jest w dolnym położeniu. Odwrotna sytuacja jest również prawdziwa. Zależność fazową sygnału sinusoidalnego na siatce sterującej i anodzie lampy elektronowej pokazano na Rys. 2. Zwróć uwagę na odwrócenie "grzbietu" i "doliny" na przebiegach wskazujące na przesunięcie fazowe równe 180°.


Rys. 2. Odwrócenie przebiegów na siatce sterującej i anodzie - przesunięcie fazy o 180°.

   Dzieje się tak w przypadku obu lamp w układzie, którego schemat pokazany jest na Rys. 1. Gdy wartość sygnału w punkcie W znajduje się na szczycie, wartość w punkcie Y jest w minimalnym położeniu; kiedy X jest na dole, Z jest na szczycie - i na odwrót.

   Równie dobrze wiadomo, że aby wzmacniacz w układzie push-pull działał prawidłowo napięcia w punktach oznaczonych W i X muszą być przesunięte w fazie o 180° i mieć dokładnie równe amplitudy. Te napięcia na W i X pojawią się, jak pokazano w na Rys. 3 (A). W przypadku pracy w klasie A, napięcia na odpowiednich anodach, Y i Z pojawią się, jak pokazano na Rys. 3 (B), każde równo przesunięte w fazie ze względu na zależność fazową siatka - anoda w lampie elektronowej. Napięcia sygnału na anodach będą większe niż na siatkach ze względu na wzmocnienie wprowadzane przez lampy.

   Amplituda napięcia sygnału pojawiającego się pomiędzy anodą każdej lampy a masą sygnału (B+, ponieważ C2 na Rys. 1 jest zwarciem do masy dla sygnałów zmiennych) pojawia się na połowie transformatora wyjściowego. Napięcie sygnału pomiędzy Y i B+ z lampy I pojawia się na górnej połowie transformatora, podczas gdy napięcie sygnału pomiędzy Z i B+ z lampy II pojawia się na dolnej połowie transformatora.

   Gdy napięcia w punktach Z i Y są równe, nie ma różnicy potencjałów między końcami transformatora. Sygnały znikną i na wyjściu napięcie sygnału się nie pojawi.

   Jeśli napięcia nie są równe lub są równe ale przesunięte w fazie o 180°, różnica chwilowych napięć na anodach lamp pojawi się na transformatorze. To będzie sygnał wyjściowy.

   Załóżmy na Rys. 3 (B), że pomiędzy anodami każdej lampy a uziemieniem występuje szczytowe napięcie sygnału równe 30 woltów. Na początku cyklu, w punkcie środkowym (180°) i na końcu cyklu (360°) napięcie sygnału jest zerowe. Tak więc nie ma różnicy potencjałów sygnału między dwiema anodami i nie ma napięcia sygnału na transformatorze wyjściowym.


Rys. 3. Sygnały podczas normalnej pracy układu push-pull.
Zwróć uwagę na powiązanie fazowe napięć siatek W i X oraz powiązanie fazowe anod Y i Z.
Sygnał wyjściowy jest podwojeniem sygnałów każdej anody osobno.

   Dla punktu 90°, anoda Y ma wartość minimalną -30 woltów, a anoda Z ma wartość maksymalną +30 woltów. Tak więc między tymi dwoma punktami występuje różnica potencjału wynosząca 60 woltów. Zakładając, że anoda Z jest poziomem odniesienia napięcia „0”, napięcie pomiędzy anodami lub na anodzie w punkcie Y (w poprzek transformatora wyjściowego) wynosi -60 woltów.

   Dla punktu 270° na wykresie, jest odwrotnie. Anoda Y ma wartość maksymalną +30 woltów. Ponownie zakładając anodę Z jako poziom odniesienia napięcia „0”, napięcie między anodami lub na anodzie Y wynosi +60 woltów.

   Podczas wykreślania tych informacji napięcie między anodami lamp (w poprzek transformatora wyjściowego) jest sygnałem sinusoidalnym o podwójnej amplitudzie napięcia wyjściowego każdej anody oddzielnie.

   Powinno wtedy stać się oczywiste, że gdyby sygnały siatki miały jednakową amplitudę i były w fazie (Rys. 4), napięcia między anodami Y i Z byłyby w fazie. Będąc w fazie, nie byłoby różnicy potencjałów, w dowolnym punkcie okresu przebiegu, między anodą Y i Z. Spowodowałoby to zerowy sygnał wyjściowy.


Rys. 4. Zależność faz, gdy sygnały są doprowadzone w fazie do dwóch siatek.
Zwróć uwagę na zerowe wyjście w transformatorze wyjściowym.

   Z tej analizy graficznej oczywiste stają się dwie rzeczy rządzące działaniem układu push-pull.

  1. Sygnał doprowadzony do każdej siatki sterującej przesunięty w fazie o 180° pomiędzy siatkami, powoduje podwojenie sygnału wyjściowego każdej lampy osobno.
  2. Sygnał zastosowany w fazie dla każdej siatki powoduje w efekcie zerowe wyjście z układu push-pull.

   Zasada numer 2 dotyczy wszystkich przypadków, a zasada numer 1 dotyczy tylko pracy lamp wyjściowych w klasie A. W klasie AB1, zwykle stosowanej we wzmacniaczach hi-fi, sygnał wyjściowy jest większy niż wskazano ze względu na zwiększoną sprawność.

Klasa AB1

   W klasie A możemy założyć pracę lampy wzdłuż liniowej części jej krzywej charakterystyki, jak pokazano na Rys. 5.


Rys. 5. Praca w klasie A. Q to punkt pracy (napięcie polaryzacji).
Niezniekształcona sinusoida na wejściu i wyjściu.

   Rysunek 6 pokazuje tę samą lampę pracującą w klasie AB1. Sygnał osiąga odcięcie (lub przynajmniej nieliniowy fragment krzywej), co skutkuje zniekształceniem sygnału wyjściowego z każdej lampy. Ponieważ wyjście z każdej lampy ma identyczny kształt fali, ale 180° przesunięte w fazie, zniekształcenie częściowo znosi się, co skutkuje „czystą” falą sinusoidalną na wyjściu.


Rys. 6. Działanie tej samej lampy w klasie AB1.
Punkt spoczynkowy jest przesuwany w dół, dzięki czemu mniej prądu płynie, gdy nie jest dostarczany żaden sygnał .
Oznacza to mniej rozpraszanej mocy, co skutkuje większą wydajnością lampy.

   Zniekształcenie związane z lampą można najlepiej zbadać za pomocą analizy Fouriera. Jest to opisane w wielu tekstach1,2 i nie będzie tutaj wyprowadzane. Wyniki tej analizy są proste i można je zwięźle przedstawić.

   Przedstawmy prąd anody płynący do Y na Rys. 1 jako ib1. Ten prąd anodowy składa się z trzech czynników.

   Pierwszy to składnik stałoprądowy (d.c.) związany z napięciem anodowym B+. Oznaczmy ten składnik stałoprądowy jako prąd B0.

   Drugi czynnik to podstawowy składnik sygnału. gdy do siatki sterującej lampy podamy sygnał sinusoidalny, na wyjściu pojawi się duża składowa sygnału o tej samej częstotliwości. Amplitudę tego składnika oznaczmy przez B1. Jeśli częstotliwość podstawową sygnału oznaczymy jako f1, to składowa B1 będzie się zmieniać sinusoidalnie z tą częstotliwością. Zatem kompletną składową podstawową prądu sygnału jest B1cosωt, gdzie ω=2πf.

  Sygnał wyjściowy, który jest nieco zniekształcony musi z konieczności składać się również z jakichś składowych harmonicznych. Zgodnie z przedstawioną procedurą opisania składowej podstawowej sygnału, amplituda drugiej składowej harmonicznej wynosi B2, trzeciej B3, czwartej B4 i tak dalej. Podobnie sinusoidalne zmiany przy tych częstotliwościach wynoszą odpowiednio cos2ωt, cos3ωt, cos4ωt, i tak dalej. Całkowita zawartość harmonicznych ib1 wynosi więc B2cos2ωt + B3cos3ωt + B4cos4ωt...etc.

   Prąd anodowy ib1, jest sumą wszystkich tych czynników. Aproksymując wynik tylko do trzeciej harmonicznej - pomijając składowe czwartego i wyższego rzędu, prąd anodowy wynosi:

   ib1 = B0 + B1cosωt + B2cos2ωt + B3cos3ωt (1)

   Zakładając najpierw, że prąd lampy II czyli ib2, jest w fazie z  ib1, otrzymujemy:

   ib2 = B0 + B1cosωt + B2cos2ωt + B3cos3ωt (2)

   Można przyjąć za pewnik, że impedancje każdej z dwóch połówek transformatora lampowego są równe. Spadki napięcia na każdej połówce są proporcjonalne do prądów anodowych (E = Zib).

   Całkowite napięcie anodowe pojawiające się na transformatorze jest wtedy proporcjonalne do ib1-ib2, które jest proporcjonalne do różnicy potencjałów między dwiema lampami, jak wyjaśniono graficznie powyżej. Odejmowanie równania (2) od równania (1) pokazuje wynikowy zerowy sygnał wyjściowy. Jest to ten sam wynik, który wcześniej wywnioskowano graficznie na Rys. 4.

   Załóżmy następnie, że ib1 i ib2  są o 180° przesunięte w fazie - przypadek dla normalnej pracy przeciwsobnej przedstawiony na Rys. 3. Wartość 180° jest równoważne π w radianach. Dodając π do każdego z kątów w równaniu (1) będzie odpowiednikiem wprowadzenia przesunięcie fazowego o 180°.

   Załóżmy teraz, że ib1 i ib2 są przesunięte w fazie o 180° - jest to przypadek normalnej pracy układu push-pull przedstawiony na Rys. 3. Ponieważ 180° jest równe π radianów, dodając π do każdego z kątów w równaniu (1) będzie odpowiednikiem wprowadzenia przesunięcia fazowego o 180°.

 ib1 = B0 + B1cos(ωt + π) + B2cos2(ωt + π) + B3cos3(ωt + π) ...=
         B0 - B1cosωt + B2cos2ωt - B3cos3ωt ...   (3)

   Równanie (3) wynika z zależności trygonometrycznych zgodnie z którymi:

   Cos(ωt + π) = -cos(ωt)

   Cos(2ωt + 2π) = +cos(ωt)

   Cos(3ωt + 3π) = -cos(ωt)

   Odejmując równanie (3) od równania (1) daje w wyniku wyrażenie, które jest proporcjonalne do napięcia na transformatorze wyjściowym:

   i = ib1 - ib2 = 2(B1cosωt + B3cos3ωt) ... (4)

   Wskazuje to, że wszystkie parzyste harmoniczne są anulowane na wyjściu układu push-pull. Pozostaje tylko trzecia i wyższa nieparzysta harmoniczna. „2” w równaniu (4) wskazuje to, co już znaleźliśmy graficznie. Amplituda jest dwukrotnie większa od napięcia pojedynczej lampy.

Implikacje

   Tę rozwlekłą dyskusję można uznać za trudną do udowodnienia pewnych parametrów i wymagań, które są powszechnie znane. Każdy wie, że w push-pullu nawet harmoniczne są kasowane. Wszyscy wiedzą również, że sygnały przyłożone do dwóch siatek, W i X, muszą mieć równą amplitudę i być w przeciwfazie czyli być przesunięte w fazie o 180°.  Dlaczego więc służyła cała ta dyskusja?

   Wzmacniacza są wykonywane z lamp elektronowych, rezystorów, transformatorów, kondensatorów - nie z katalogów lampowych, książek dotyczących teorii czy też artykułów w czasopismach.

Bocznikować rezystor katodowy czy też nie?

  Załóżmy na chwilę, że obie lampy wyjściowe są odmiennie nieliniowe. W takim przypadku prądy anodowe w równaniu. (1) są równe prądom anodowym w równaniu. (2). Podstawowe amplitudy B1 i amplitudy harmoniczne B2 i B3 w obu równaniach są wtedy nierówne. Odjęcie (2) od (1) w przypadku sygnałów w fazie lub (3) od (1) w przypadku sygnałów przesuniętych w fazie nie spowoduje usunięcia drugiej harmonicznej o dużej amplitudzie.

   Całkowity prąd anodowy i, który jest równy ib1 - ib2, przejawia się płynąc przez wspólny rezystor katodowy R3 na Rys. 1 pod postacią napięcia o wartości (ib1 - ib2)R3.

   Zgodnie z konfiguracją układu napięcie na tym rezystorze pojawia się pomiędzy katodą i siatką sterującą każdej lampy (pomiędzy punktami B i W oraz A i X). Ponieważ lampy te tworzą wzmacniacz to wzmacniają ten sygnał podobnie jak pożądany sygnał pojawiający się na siatkach sterujących.

   Załóżmy, że rezystor R3 jest zbocznikowany za pomocą kondensatora C1 o dużej pojemności, tak jak to jest pokazane na Rys. 1. Wszystkie sygnały harmoniczne są wówczas bocznikowane do masy i nie są wzmacniane. To może być bardzo pożądany przypadek.

   W wielu wzmacniaczach dostępnych na rynku rezystor katodowy nie jest bocznikowany do ziemi3. Co się wówczas dzieje?

   W przypadku pracy wzmacniacza w klasie A wpływ na zniekształcenia harmoniczne jest bardzo mały. Sygnał na rezystorze katodowym pojawia się na dwóch siatkach W i X w fazie. Te składowe harmoniczne zniosą się, powodując brak lub niewielkie dodatkowe zniekształcenia harmoniczne.

   W klasie A, a tym bardziej w klasie AB1 ze względu na nieliniowość, harmoniczne między katodą a ziemią będą modulować użyteczny sygnał wejściowy (podstawowy) pojawiający się siatką i ziemią. Te wynikowe sygnały nie są w fazie i nie będą eliminowane (nie będą się znosić). Efektem końcowym są dodatkowe składniki zniekształceń intermodulacyjnych.

   Eksperymenty tego typu są interesujące i powinny być wypróbowane przez czytelnika posiadającego przyrządy do pomiaru zniekształceń harmonicznych i intermodulacyjnych. Najpierw warto wykonać pomiary bez kondensatora bocznikującego rezystor katodowy, a następnie z podłączonym kondensatorem bocznikującym. Wyniki są przewidywalne. Ciekawy jest zapis i analiza zmierzonych wielkości.

   Wyniki wskażą celowość stosowania kondensatora bocznikującego we wzmacniaczu pracującym w klasie A i konieczność tego stosowania tego elementu w klasie AB1.

Niezależne rezystory katodowe

   Rys. 1 pokazuje jeden wspólny rezystor w obu katodach do wytworzenia napięcia polaryzacji. Czy to najbardziej pożądana konfiguracja? Rys. 7 pokazuje ten sam obwód, ale z dwoma opornikami, po jednym w każdej katodzie i oddzielnie zbocznikowanymi. Czy to jest lepsze czy gorsze podejście?


Rys. 7. Taki sam układ jak na Rys. 1, ale z dwoma oddzielnymi rezystorami katodowymi (polaryzującymi) dla każdej lampy.
Wartości każdego rezystora są dwa razy większe niż wartość rezystora na Rys. 1.
Przez każdy płynie jednak dwa razy mniejszy prąd.
Kondensatory bocznikujące mogą mieć dwa razy mniejsze wartości pojemności aby ten układ i układ z Rys.1 były identyczne
R3C1=(2R3)(C1/2)

   Lampy wyjściowe różnią się od siebie nawet o 40 procent. Prądy anodowe mogą być zupełnie inne - szczególnie w przypadku pracy w klasie AB1 lub jeszcze bardziej w klasie AB2.

   Załóżmy, że lampa I ma mniejszy prąd anodowy niż lampa II, gdy pracuje w tych samych warunkach polaryzacji. Załóżmy również, że przy 8 V polaryzacji, lampa I ma prąd anodowy 30 mA, a lampa II ma prąd anodowy 50 mA. Całkowity prąd stały płynący przez wspólny rezystor katodowy z Rys. 1 wynosiłby wtedy 80 mA. Zakładając, że rezystor katodowy ma 100 omów (R3), napięcie na tym rezystorze wynosi iR3 = (50 mA + 30 mA) 100 omów = 8 woltów. W warunkach przedstawionych na Rys. 1 prąd anodowy płynący przez lampę I byłby o 20 mA mniejszy niż prąd anodowy płynący przez lampę II.

   Idąc tym samym tokiem rozumowania, rozważmy obwód z Rys. 7. Prąd anodowy lampy I wynosi 30 mA przez 200-omowy rezystor, co daje napięcie polaryzacji (30 mA) (200 omów) = 6 woltów; prąd anodowy lampy II wynosi 50 mA przez rezystor 200 omów, co daje napięcie polaryzacji (50 mA) (200 omów) = 10 woltów. Gdyby taki warunek mógł istnieć, różnica w spoczynkowym prądzie anodowym nadal wynosiłaby 20 mA, jak w przypadku pokazanym na Rys. 1.

   Jednak napięcie polaryzacji 6 woltów na lampie I pozwoli na przepływ więcej niż 30 mA na Rys. 7, ponieważ napięcie polaryzacji aż 8 woltów na Rys. 1 było konieczne, aby ograniczyć prąd do 30 mA. Prąd anodowy wzrośnie, zwiększając polaryzację, która jest bezpośrednio zależna od tego prądu anodowego (Ek = ibR3). Będzie wzrastać aż do osiągnięcia punktu równowagi. Powiedzmy, że ten punkt równowagi jest tam, gdzie prąd anodowy wynosi 35 mA, a napięcie polaryzacji wynosi Ek = (35 mA) (200 omów) = 7 woltów.

   W przypadku lampy II uzyskuje się zupełnie odwrotny efekt. Prąd anodowy 50 mA jest możliwy tylko przy 8-woltowej polaryzacji. Gdy polaryzacja wynosi 10 V, prąd anodowy musi być mniejszy niż 50 mA. Będzie się zmniejszać aż do osiągnięcia punktu równowagi. Załóżmy, że ten punkt wynosi 45 mA - polaryzacja katody będzie wtedy wynosić Ek = (45 mA) (200 omów) = 9 woltów.

   Oczywiste staje się wtedy, że różnica prądów spoczynkowych wynikająca z konfiguracji pokazanej na Rys. 7 wynosi 45 mA dla lampy II minus 35 mA dla lampy I, co jest równe 10mA, podczas gdy różnica w przypadku pokazanym na Rys. 1 wynosi 50 mA - 30 mA, co odpowiada wartości 20 mA. Oczywiste jest, że przypadek z dwoma oddzielnymi opornikami polaryzacyjnymi będzie miał tendencję do tworzenia lepiej zbalansowanego stopnia wyjściowego niż w przypadku zastosowania pojedynczego rezystora.

   Należy zauważyć, że wartości przyjęte dla prądu w drugim przypadku są czysto teoretyczne. Jednak przykład pokazuje, że istnieje tendencja do lepszego zrównoważenia z oddzielnymi rezystorami katodowymi niż z pojedynczym rezystorem. Jednak przy dobranej parze lamp o jednakowych parametrach ta różnica jest znikoma.

Zrównoważenie dla prądu stałego (równowaga statyczna)

  Balans dla prądu stałego (d.c.) oddziałuje na odchylenia związane z pracą lamp w taki sposób, że ich prądy anodowe są jednakowe.

   Ponieważ balans ustawiane jest na charakterystykach lamp, w których mają one jednakowe nieliniowości, występuje tendencja do mniejszych zniekształceń. Nie jest to główna i jedyna funkcja regulacji balansu dla prądu stałego.

   Prąd stały nasycenie transformatora wyjściowego jest czynnikiem ograniczającym przenoszenie niskich częstotliwości.

   Prąd stały płynie z obu lamp w przeciwnych kierunkach przez transformator. Kiedy te dwa prądy są równe, efekt każdego prądu stałego związanego przez prąd jednej lampy jest anulowany przez prąd przepływający przez transformator z przeciwległej lampy. Bez prądu stałego namagnesowanie rdzenia transformatora (nasycenie) polepsza się charakterystyka niskich częstotliwości.

   Ten zrównoważony prąd stały nawiasem mówiąc pomoże również zrównoważyć szum. Ponieważ do anod lamp wyjściowych przykładane są stosunkowo niefiltrowane napięcia, na transformatorze pojawi się duże tętnienie spowodowane prądem anodowym. Po zbalansowaniu, tętnienie przydźwiękowe na jednej połowie transformatora anuluje to, które pojawia się na drugiej połowie, co skutkuje brakiem przydźwięku. W rzeczywistości – warunkiem minimalnego szumu jest doskonały punkt regulacji prądu stałego (kontrola równowagi).

Polaryzacja stała

   Na Rys. 8 pokazane są dwa popularne układy stosowane przy stałej polaryzacji lamp.


Rys. 8. EL34 lub KT88 mogą być używane z regulowanym przedpięciem około 50 woltów.
Pokazano dwa układy do pomiaru napięcia polaryzacji i zrównoważenia.

   Cały prąd stały płynący przez lampę - suma prądów anody i siatki ekranującej - musi również przepływać przez katodę. Aby wygodnie zmierzyć całkowity prąd lampy, w katodzie każdej lampy można umieścić mały rezystor. Ze względu na przepływ prądu katodowego przez rezystor, na tym małym rezystorze wystąpi spadek napięcia. Napięcie to jest proporcjonalne do całkowitego prądu lampy [Ek=(ip + isc)R3]. Napięcie Ek, mierzone na tym małym oporniku dowolnym woltomierzem, jest w rzeczywistości pomiarem prądu lampy.

   Na Rys. 8 (B), pomiędzy katodą a uziemieniem w każdej lampie znajduje się opornik 10 omów. zapewniona jest kontrola równowagi, tak aby prąd stały prądy w obu lampach można wyregulować tak, aby były równe. Cel ten osiąga się, gdy zmierzone napięcia na obu rezystorach są równe.

   Przedpięcie na lampie kontroluje prąd płynący przez tą lampę. Prąd ten jest mierzony jako napięcie na każdym z rezystorów 10-omowych. Napięcie polaryzacji wstępnej jest dobierane do punktu, w którym napięcie na którymkolwiek z 10-omowych rezystorów wskaże optymalny punkt pracy dla użytych lamp.

   Rys. 8 (A) pokazuje dwie katody połączone ze sobą i wspólny 10-omowy rezystor między złączem dwóch katod a uziemieniem. Prąd płynący przez ten rezystor jest sumą prądów anodowych i siatek ekranujących płynących przez obie lampy. Zapewniona jest również regulacja polaryzacji, aby dostosować całkowite prądy do określonej wartości. Nie jest zapewniona kontrola równowagi, a zatem kontrolowana jest tylko suma prądów płynących przez obie lampy. Zakłada się, że poszczególne prądy płynące przez każdą z lamp są równe. Może tak być, jeśli lampy są identyczne.

   Zaletą systemu z dwoma rezystorami nad pojedynczym jest tylko elastyczność w umożliwianiu indywidualnej regulacji prądu stałego płynącego przez każdą lampę.

   Dobrym przykładem może być układ dwuoporowy, podobny do doskonałej łatwości użycia dwóch oddzielnych oporników polaryzacji na Rys. 7. Powstające napięcie przechodzi przez dwa małe oporniki lub mały pojedynczy opornik na Rys. 8 (A) są zbyt małe, aby miały realny wpływ na zapewnienie równowagi - sygnału lub polaryzacji stałej. Służą one wyłącznie do wygodnego pomiaru.

   Zalety równoważenia prądu stałego nie musi być dalej omawiana. Przedstawione powyżej fakty dotyczące warunków polaryzacji automatycznej mają zastosowanie również w tym przypadku.

Zrównoważenie dla prądu zmiennego (równowaga dynamiczna)

   Fakt, że wartości napięć sygnałów doprowadzonych do siatek sterujących i sygnałów wyjściowych doprowadzonych do transformatora muszą być dokładnie równe i przesunięte w fazie, nie podlega dyskusji.

   Sygnały wejściowe do obu siatek sterujących mogą być utrzymywane identyczne bez kontroli równoważenia prądu przemiennego.  gdy w obwodach inwersji faz stosuje się odpowiednio dobrane rezystory obciążenia. Doskonałe nowoczesne inwertery fazy4 sprawiają, że dalsza kontrola balansu staje się zbędna.

   Sygnały z obydwu lamp elektronowych doprowadzone do transformatora wyjściowego są jednakowe tylko wtedy, gdy lampy te mają jednakowe wzmocnienia i dość podobne charakterystyki (czyli są sparowane). Zapewnienie jakiejkolwiek kontroli balansu lub stosowanie różnych „sztuczek” będzie bezwartościowe, jeśli lampy nie będą podobne pod względem parametrów. Równowagę dynamiczną można jednak najlepiej osiągnąć w podobnych lampach, gdy są one najpierw dobrane statycznie za pomocą prądu stałego.

  1. Hugh Hildreth Skilling, "Electrical Engineering Circuits", John Wiley & Sons, New York, 1957, pp 403-410.
  2. MIT, "Applied Electronics", John Wiley & Sons, New York, 1943, pp 438-439.
  3. Robert M. Mitchell, "Effect of the cathode capacitor on P-P output stage", AUDIO, Nov. 1955, pp 21-23, 75.
  4. Mannie Hoorowitz, "Phase inverters for hi-fi amplifiers", Radio & TV News, May 1957, pp 9-97.