“88-50” - 低失真 50 瓦放大器

Audio, January, 1958, Vol. 42, No. 1 (Successor to RADIO, Est. 1917).
(音频,1958 年 1 月,第 42 卷,第 1 期(RADIO 的后继者,估计 1917)。)

W. I. HEATH and G. R. WOODVILLE

这款 50 瓦放大器在大部分音频频谱中的谐波失真小于 0.5%,结构相对简单,只需普通的布线即可。

   对于中等功率的音频放大器,KT66 输出管随着威廉姆森放大器而广为人知,其可靠性的声誉使其在“现成的”高保真放大器以及家庭制造中倍受追捧。套件。

   现在从同一个稳定的管子开始,KT88,一个具有更高板到屏幕耗散 40 瓦的五极管,以及每伏特 11 毫安(11,000 微欧)的更高互导。

   KT88 可以使用熟悉的电路技术来构建音频放大器,从而提供更高的功率输出,以处理家庭高保真再现或公共广播设备中的“峰值”。无需使用比标准组件可用的板电压更高的板电压即可获得更高的输出。 KT88 凭借其较低的板阻抗实现了这一点。例如,使用阴极偏压,只需 375 伏的极板电源即可获得 30 瓦的输出功率,而 KT66 需要 425 伏。使用阴极偏置从一对 KT88 获得的最大功率略高于 50 瓦,电源电压为 500 伏。本文介绍了这种放大器的设计和构造;第二篇文章将给出匹配前置放大器的类似细节。它们一起显示在图 1 中。


图 1. 作者描述的放大器和前置放大器的外观。 本期仅涵盖 50 瓦功率放大器。

   完整的放大器“88-50”旨在提供高性能和完整范围的输入和控制设施,而无需复杂的网络或不寻常的组件。因此,建造起来相当经济。借助前置放大器,它可以从任何节目源(例如无线电调谐器、磁性或水晶留声机拾音器、麦克风)或直接从磁带重放头进行再现。旋转开关选择所需的输入电路,同时将灵敏度和频率校正调整到所需的播放特性。前置放大器与功率放大器分离,并通过柔性电缆连接到它。它的控制包括响度控制、存在控制和高音斜率控制,所有这些都是连续可变的,在中途的平坦位置。晶片开关在高音斜率控制操作时预选频率。为了避免高保真设备中最大的问题之一,前置放大器中集成了一个使用非常简单的电路的隆隆声滤波器。

功率放大器

   功率放大器的电路如图 2 所示。一对 KT88 连接在超线性输出级中。 它们由具有低板阻抗的推挽双三极管 (B329/12AU7) 驱动。 高增益双三极管 (B339/12AX7) 作为第一级和分相器。 22 dB 的总体反馈提供了低失真和良好的阻尼系数。 对于 50 瓦输出,功率放大器的输入灵敏度约为 0.5 volr rms。 U52/5U4G 整流器提供 500 伏板电源,热敏电阻在预热期间保护电解平滑电容器免受过高电压的影响。 事实上,所有的极板电路都是推挽对,这使得极板供应的平滑减少到最低限度,从而节省了元件。


图 2. 功率放大器单元的完整示意图。

   近年来,输出四极管和五极管的超线性连接因其能够以低至甚至低于三极管的失真水平提供五极管的输出功率而广为人知。从图 2 中可以看出,屏幕网格在输出变压器的初级绕组上抽头,因此每个屏幕上的音频信号电压是相应板上信号电压的一小部分。为了获得满意的结果,筛板与板的匝数比可以从 20% 到略高于 40%。然而,为了避免在施加反馈时在非常高的频率下不稳定,输出变压器必须在各个部分之间具有紧密耦合,这更容易实现,屏对板匝数比约为 40%,即每个半初级从 Bt 中抽取 40%(匝数比)。结尾。超线性电路提供低输出阻抗,大致等于负载,因此,通过反馈很容易获得良好的阻尼系数。

   推挽双三极管驱动级为输出级提供对称驱动,即使在过载期间流过电网电流时也能防止不平衡操作。 B329/12AU7 被选择用于驱动级,因为它的板阻抗低,约为 10,000 欧姆。这可确保由于输出级的输入电容引起的相移移动到 50,000 cps 以上的频率。结合电路的对称性,这极大地有助于确保在整体应用反馈时避免高频不稳定。

   第一级 (B339/12AX7) 中的高增益双三极管在反相器电路中提供自平衡,并在施加反馈后提供足够的整体灵敏度。

平衡电路

   如果 1 兆欧电阻器 R8 和 R9 相等,则反相器级板上的推挽信号平衡到大约 2%。如果 R9 的价值比 R8 高约 2%,则可以获得更完美的平衡,实际价值并不重要。如果有比较表,一个很好的折衷方案是使用 5% 容差电阻器,使 R9 成为具有更高值的电阻器。稳定电容器 C5 和 C6 也应具有相似的容差。

   通过在驱动级中使用无旁路阴极电阻 R18,平衡得到了一定程度的改善。功率级使用容差小的单独阴极偏置电阻器 R27 和 R28,这往往会平衡输出管特性中的任何轻微不均匀性。

   在电路设计中通过上述预防措施实现的整体推挽平衡将提供对大多数用途来说绝对令人满意的性能。但是,如果音频发生器和示波器可用,则可以进行调整,以提供最小的失真数字。对于此预设线绕电位器,R39 必须包含在驱动级的板电路中,如图 2 中插图所示。音频发生器应设置为 200 到 2000 cps 之间的频率,并且应合理地避免二次谐波失真.应该调整它以发出一个信号,驱动 KT88 的最大功率输出到一个假负载电阻;由于电网电流的开始,这将通过输出波形的一个或两个峰值略微变平来表示。然后应调整平衡控制 R39,以便随着信号电压的增加,两个 KT88 同时达到电网电流的起始点。已经发现这种调整使一对没有特别匹配的输出管产生最小失真。

稳定

   应用于放大器的反馈在馈送到放大器的整个频率范围内必须为负。 在此范围之外,反馈必须是负面的或无效的。 如果不是这样,最终的频率响应将显示峰值,并且反馈或负载条件的轻微变化可能会导致这些“峰值”频率的振荡。 反馈放大器振荡的这种趋势是由于耦合电路和输出变压器本身的相移。 这些峰值频率通常正好高于和低于音频频段,处理它们的技术是将它们去除到尽可能高或尽可能低的频率,然后减少非常高和非常低频率的整体反馈 .

低频稳定

   低频峰值仅在应用反馈时出现。它是由 (1) 耦合电容器和相关的电网泄漏以及 (2) 输出变压器的初级电感与负载和管阻抗相结合的组合相移引起的。峰值出现在 20 cps 以下,当前置放大器连接到同一板电源时,通常会导致 morotboating。通过制造不同的电容器的所有耦合电路的时间常数来最小化峰值,并且因此,最短的时间常数因此是输出变压器本身的时间。为了完全消除峰值,连接反馈之前的放大器增益应在峰值频率处降低,而不会引入额外的相移。对于平坦的频率响应,所需的增益降低大约等于要应用的反馈。

   实际上,这是通过在早期耦合电路中插入“步进电路”来实现的。这包括在电网泄漏之前由一个高电阻并联的小串联电容器。因此,增益随着信号频率的降低而降低,并且在非常低的频率下通过具有非常小的相移的实质性电阻分压器来降低。对于 20 分贝 (10:1) 的增益降低,​​分流电阻器应该是电网泄漏的 10 倍。电容器应该足够小,以便在非常低的频率下具有等于或高于分流器的阻抗。

   由于“88-50”始终是推挽式,因此必须在每一侧都包含这样的电路。在图 2 中,这包括由 R14 分流的 C7,然后是一侧的栅极泄漏 R16,另一侧是 C8、R15 和 R17。所选择的值将为任何能够提供低至 40 cps 的全功率输出的输出变压器提供低频稳定性。这种稳定类型的一个优点是功率放大器的响应没有峰值,并且在非常低的频率下急剧下降,因此当前置放大器连接在同一板电源上时,不会出现摩托艇现象。这使得在前置放大器电源的平滑过程中能够节约成本,仅需要充分减少纹波。

高频稳定

   在应用反馈之前,由于输出变压器中的谐振,可能会在频率高达 100 或 200 kc 的大多数放大器的响应中检测到峰值。 使用用于设计原型 88-50 的输出变压器,各个绕组之间的漏电感很低,检测到的第一个高频峰值约为 100,000 cps。 这种峰值在应用反馈时总是被夸大,并且在某些条件下可能会导致不稳定。 因此,加入了一个稳定阶跃电路,可与低频使用的电路相媲美。 该电路(图 2)由 C5 和 R12 串联组成,并在另一侧保持对称 C6 和 R13。

稳定电路的位置

   放大器的早期阶段已被选择,以便因米勒效应引起的高频相移很小,并且在给定元件值的情况下,稳定性基本上与输出变压器和负载无关。稳定电路已在放大器的早期插入,以消除前管过载的风险。对于这样的电路,不希望在输出变压器两端或反馈电阻两端使用额外的电容器,并且在任何情况下,此类电容器的使用都与所使用的变压器和负载的特定类型无关。

   选择元件值是为了对具有下述特性的变压器提供最佳结果,但发现漏电感稍高的简单变压器在操作中非常稳定。使用首选规格的变压器,10,000 cps 方波的过冲在电阻负载下约为 10%,有效反馈在 40 和 10,000 cps 时降低了 6 db。

输出变压器

   与负反馈一起使用的超线性变压器的理想要求是足够的初级电感和低漏电感。初级电感应足以满足低至至少 40 cps 的全功率性能。初级和次级之间、每个半初级之间以及半初级的每个板攻丝与其相关的筛网攻丝之间的泄漏不应超过 6 毫安。

   用于原型放大器的输出变压器是由 R. F. Gilson Ltd., St. Georges Road, London, S.W.19 使用晶粒取向硅铁制造的 WO866。尽管设计用于在比 KT88 获得的功率输出更低的功率输出下运行,但如曲线所示,它在 40 至 20,000 cps 的频率范围内提供了非常好的结果。使用 Partridge 5353 型和 Savage 4N1 也获得了出色的结果,后者可提供低至约 20 cps 的全功率输出。所有这些变压器都具有必要的低泄漏,以及大约或高于 100,000 cps 的谐振频率。

建造

   Fi图 3 显示了功率放大器机箱的底面。 原型是在一个 14 英寸 x 9 英寸 x 3 英寸的底盘上构建的。 装配计划遵循“直列式”带状布局,在输入插座和第一管附近有一个接地端子 (B339/12AX7)。 如果使用更大的变压器,底盘可能需要增加尺寸,但布局很重要,必须遵循。 为了安全起见,
建议将接线端子朝下安装变压器。

图 3. 机箱底面,显示部件的放置和接线布置。

   电源变压器尽量远离输入端以防止嗡嗡声,并应注意其方向(图1)。

   安装板用于所有较小的组件。较大的耦合电容器和后面的阴极旁路电容器直接夹在机箱的侧面,这提供了屏蔽,但必须绝缘的 C14 除外。为了便于维修,标牌下方几乎没有布线。

   加热器线应先敷设,双绞线沿底盘弯曲,管座定向,避免加热器线与网格线交叉。前置放大器的加热器电源也应放置在八进制插座连接中。两个电源都必须有一个接地到机箱的中心抽头,或使用两个相等电阻的人工中心抽头,如图所示。上面提到的接地点应放置在第一个管子附近,并用锁紧垫圈用螺栓固定一个“星形”凸耳以保持良好接触。所有网格、板和管间耦合电路必须通过绝缘布线返回到这一底盘点。

   信号输入(八进制插座上的引脚 8)应尽可能直接连接到 12AX7 的网格。接地连接(八进制上的引脚 1)和电网泄漏应连接到“星形”接线片。带有串联反馈电阻器 R4 的阴极旁路电容器 C1 应连接在阴极引脚和“星形”接线片之间,并尽可能靠近栅极输入引线。 12AX7 后半部分的阴极旁路电容器应以同样紧凑的方式接线。由分相网络馈电的电网也应尽可能紧凑地布线,只要组件的良好机械位置允许。

   在整个过程中,栅线和板线应尽可能短且分开。如果需要,“死”接线,例如返回到平滑电容器或阴极偏置电阻器的极板电源引线,可能会更长。栅格限位器 R19、R20、R25、R26、R29 和 R30 必须使用非常短的引线直接连接到管座。

   每个管子的接地点都应该绝缘,连接回其前身的相应点,依此类推到星形接线片。同样,输出变压器次级的接地端应返回到该点,因为该电路是反馈的一部分。然而,板式电源和加热器中心抽头的接地侧可以连接到底盘。输出变压器必须靠近输入电路,带电板和屏幕接线应绑定在一起并远离安装条。

表现

   R-C 耦合放大器的最大功率输出可以定义为在不驱动输出管至电网电流的情况下可获得的最大功率,这在“示波器”上很容易观察到。 在这些条件下,在 WO866 变压器次级上的各种虚拟电阻负载上测得的输出如图 4 所示。


图 4. 曲线显示 KT88 输出级在 500 cps 频率下传送到变压器次级负载的最大功率输出。

以 5000 欧姆的等效板对板负载获得 50 瓦的输出,这对应于该变压器的次级负载电阻为 10.7 欧姆。对于 15 欧姆的次级负载,WO866 变压比给出的初级负载为 7000 欧姆,在这个负载中可以获得 40 瓦。将两个 15 欧姆扬声器并联时,可获得约 60 瓦的输出,但失真稍大。低于 4000 欧姆的板对板负载会增加失真,不推荐使用。在高于和低于 500 cps 的频率下,扬声器阻抗通常大于标称值,因此有效负载更高。

   图 5 显示了在约 1 瓦功率输出到 10.7 欧姆负载时的频率响应。在 10 到 100,000 cps 的整个频率范围内没有峰值的电平响应表明稳定电路非常适合具有上述特性的输出变压器。因此,放大器在驱动下完全没有寄生振荡的趋势。响应低于 10 cps 的趋势是带有反馈的稳定放大器的典型特征,并且当前置放大器连接到同一板电源时极大地有助于低频稳定性。


图 5. 放大器在 1 瓦输出时的频率响应。

   在 30 cps 到超过 20,000 cps 的音频频段上可获得最大功率(图 6)。 同一图显示,在最大功率下,二次和三次谐波失真在 500 cps 时均小于 0.1%。 100 和 5000 cps 的增加是稳定电路减少高频和低频有效反馈的结果。 然而,这对于良好稳定性带来的清洁性能来说是一个很小的代价。 测得的谐波失真高达 15,000 cps,并且聆听测试证实了所显示结果的优点。 还应该注意的是,这些失真数字是在整个频率范围内以全功率测量的。


图 6. 相对于 50 瓦特的最大输出功率,在整个频谱范围内,以及额定输出下的失真曲线。

   输入驱动为 0.5 伏 rms 时可获得最大功率输出,输入开路时嗡嗡声电平为 -73 db,或输入短路时优于 - 90 db。 反馈为 22 db at 500 cps,10.7 ohm cecondary(24 伏输出)。 对于除此之外的负载阻抗,反馈电阻 R11(4700 欧姆)应与产生的输出电压成比例地改变。

电子管爱好者文章内容由Grzegorz 'gsmok' Makarewicz提供