通用反馈放大电路

ARNOLD J. KAUDER (Principal Engineer, Bendix Aviation Corporation, North Hollywood, California)
AUDIO, January, 1960, VOL. 44, No. 1
一个具有卓越性能的简单放大器应该足以满足几乎任何安装是本文的基础,但它的最大价值在于调整任何反馈放大器的“通用”说明。
(注意:保留了撰写本文时使用的原始单位表示法。)

   将要描述的放大器在五个不同的输出变压器上表现良好,这使得作者使用了“通用”名称。 在每种情况下,放大器在 (a) 无负载,(b) 8 欧姆电阻负载,(c) 8 欧姆扬声器负载,以及 (d) 添加到任何负载的 0.1 μF 电容器负载时都完全稳定 上述 (a)、(b) 或 (c) 的条件。 使用的反馈因子为 20 db ± 1 db。

   笔者见过的“Williamson Type”和其他放大器中很少有能够满足这种稳定性测试的。 由于极低频振荡和在示波器上很容易看到的超音速振荡,扬声器锥体的呼吸非常常见。 任何一种振荡都会在输出管耦合电容器的栅极侧产生负电荷,从而导致失真和有限的功率输出。 还观察到边缘稳定的放大器,它们通常不会振荡,但在极端频率下具有高度再生性,并且当波形上具有陡峭前沿的音频信号被馈送到输入端子时确实会振荡。

   该电路的发展简史相信会引起人们的兴趣,如下所示:

发展

   笔者多年前就是个“高保真”发烧友,至今仍不耻于手边的一台推挽A类2A3三极管功放(功率输出7瓦)的性能。 10 年过去了,人们对高保真度的兴趣引发了对反馈和当今放大器的研究,这些放大器已在文献中得到认可。 令作者恼火的是,不可能复制已发布的放大器电路并使用不同的输出变压器和更紧凑的布局 - 除非对耦合和反馈电路进行广泛的重新设计。

   作者随后对反馈放大器设计中存在的问题进行了分析,并为自己的放大器确立了以下原则。

  1. 它应该有尽可能少的阶段来实现所需的增益。 额外的级会导致低频和高频的相移,从而降低放大器的固有稳定性。
  2. 应采用尽可能简单的电路。 不必要的额外组件只会增加成本、复杂性和失败的可能性。
  3. 输出级应偏置为 A 类操作。 人们普遍没有意识到,偏置为 AB 操作的功率输出管中的板电流截止会导致振铃和振荡,以及由于输出变压器电流波形中的陡峭波前而导致的其他形式的失真。
  4. 应采用多条反馈路径,而不是从输出到输入的单一路径,以实现最大稳定性。
  5. 尽管作者所在的学校认为 6 瓦的功率输出足以满足家庭需求,但应采用 15 至 20 瓦的功率输出,以确保在正常最大 5 瓦家庭收听电平下近乎完美的线性度,并且 允许保留功率余量以补偿电子管老化、低效或不匹配的扬声器和其他变量。

电路

   所得放大器的原理图如图 1 所示,其电源如图 2 所示。它由直接耦合到分流式负载三极管分相器的五极管电压放大器组成,分流器通过电阻耦合到推挽输出 五极管。 实际上,放大器可以认为是最简单的两级五极管电阻耦合类型,加上分相器将设计转换为推挽操作。 这种简单明了的设计既不是惊人的新颖,也不是原创,但令人钦佩地满足了尽可能少的级数和耦合网络的要求。 这是反馈放大器稳定性的初始关键。 高稳定性的最终关键在于三个反馈路径,这将在后面的段落中讨论。


图 1. 作者的“通用”反馈放大器示意图。


图 2.“通用”放大器的电源。

   为了满足 A 类和功率设计要求,输出管必须是 6L6 类型的光束功率管,并改进了结构,例如 5881 和 6L6GB 类型。 没有可用的三极管能够提供光束功率管提供的高增益或 A 类操作的功率输出 - 并且提供适度的电源和驱动级要求。 栅、屏栅、板电路采用适当阻值的稳压电阻。 这些管是自偏置的,因为固定偏置似乎不会为光束功率管提供任何优势,而自偏置允许在栅极电路中使用更高的阻抗,驱动级的负载更小。

    推挽输出级由采用 6C4 型微型三极管的分流式或消声式分相器驱动。 在对分相器进行了大量研究之后,作者认为这种类型优于所有其他类型,包括阴极耦合逆变器 - 实际上是唯一值得考虑的其他类型。 关于高频下阴极反相器不平衡的讨论很多,但在参考现有文献后,作者认为这是一个没有充分调查的多谈。

   实际上,任一输出通道的等效源阻抗为:1

(1)

将 RL 的值替换为 56,000 欧姆,将 rp 的值替换为 10,000 欧姆,将其替换为 19.5,适用于该放大器中使用的 6C4 管,

 

每个通道的输出电容 Co 分别为:1

板块通道:

(2)

阴极通道:

(3)

在哪里:

  • A - 大约0.9的信道增益
  • Cpk - 板对阴极管电容
  • Cgp - 栅板管电容
  • Cgk - 栅极到阴极管电容
  • Chk = 加热器到阴极管的电容

对于 6C4 三极管:

  • Cpk = 1.3 μμF
  • Cgp = 1.6 μμF
  • Cgk = 1.8 μμF
  • Chk = 2.5 μμF

将这些值代入方程式。 (2) 和 (3):

板块通道:

 

阴极通道:

 

如果将这些输出电容加上10μf的布线值和10μf的功率输出管的输入电容,则两个通道的总分流电容分别为25.96μf和25.28μf,相差0.68μf或约1.5 百分。 回到方程式。 (1),460 欧姆等效源阻抗 Ro 的值和 30 μμf 的分流电容将导致输出在 3 db 的中频输出范围内超过 10 mc,远远超出这个公民曾经希望的任何音频放大器的范围 具有。 高达几百千周的范围内的任何不平衡都被认为可以忽略不计。

   使用时,阴极分路器相移很小,本身几乎没有失真,很容易与两个匹配的负载电阻平衡,很容易满足两个功率输出管30伏峰峰值输出的驱动要求。 分相器直接耦合到输入放大管,高跨导型6BH6微型五极管。 第一阶段的设计是常规的。 然而,选择屏幕栅极电位以允许在管阴极电路中以相对较低的偏置电阻值进行操作,以降低主反馈网络的阻抗。

   虽然相信在前两级中可以使用其他具有相似特性的三极管和五极管,但还是选择了 6BH6 和 6C4,因为它们的加热器电流较低 (150 毫安),已发现这可以最大限度地减少嗡嗡声问题。

稳定的原因

   该放大器的高度稳定性是通过三个最简单类型的负反馈路径实现的,如下所述:

  1. 第一级有一个未旁路的阴极电阻,它构成了提供负反馈的第一条路径。
  2. 在一个输出管的极板和输入放大管的阴极之间连接一个小的可调电容器Cf1 (3-12 μμF),提供第二个负反馈通路。 该路径在超音速频率下提供了相当大的反馈,随着反馈因子的增加消除了该区域中的峰值。
  3. 第三条反馈路径由连接在输出变压器两端的分压器提供,由反馈电阻 Rf 和输入五极管放大管的 680 欧姆未旁路阴极电阻组成。

   可调电容器 Cf2 = (30 - 300 μμf) 跨接在反馈电阻器两端,以在低于由 Cf1 调平的峰值的较高频率下控制反馈因子,如上文所述。

调整程序

   应采用以下程序来调整反馈网络,以使通用放大器稳定运行。

  1. 使用 Cf1、Cf2。 和主反馈电阻器 Rf,断开连接,在放大器上运行响应曲线,将 4 欧姆、8 欧姆或 16 欧姆电阻器连接到适当的放大器输出端子。 根据输出变压器的质量,响应水平应在中频响应(400 至 1000 cps)至约 10,000 cps 或更高的约 3 分贝(约 30%)以内。 涵盖 20 到 100,000 cps 的任何合理的音频振荡器都是合适的。
  2. 接一个25000欧姆的可变电阻到最大阻值Rf,注意放大器增益是否降低。 如果增大,将输出管板与输出变压器接反,或将输出变压器次级绕组接反。
  3. 缓慢降低 Rf 的值并在高频范围内寻找放大器响应的峰值(通常在大约 40,000 cps 或更高处发现)。
  4. 连接Cf1,并根据需要进行调整,以消除上面讨论的高频峰值。
  5. 继续降低 Rf 并根据需要重新调整 Cf2,直到放大器增益降低到无反馈值的十分之一。 这是一个 20 分贝的反馈因子。 除了最高质量的输出变压器,第二个响应峰值在 17 到 30 kc 之间的某个频率范围内通常会变得很明显。 该峰将比第一个响应峰宽得多。
  6. 连接 Cf2 并根据需要进行调整以调平第二个峰值。
  7. 再次检查放大器的频率响应,并根据需要对 Cf1 和 Cf2 进行轻微的重新调整,以平衡响应曲线中的任何上升。 连接扬声器代替负载电阻并重复此步骤。
  8. 现在可以对放大器进行跨输出端子连接电容器的酸性测试。 如果放大器在输出端子上至少有 0.02 μf 的电容器时不稳定,则应根据需要进一步调整 Cf1 和 Cf2。 现在应该测量 Rf 和 Cf2 并用固定值组件代替。

   如果放大器的低频响应峰值在反馈调整期间变得明显,输入五极管放大器的屏幕到阴极旁路电容器 Csg 的值可能会降低(在一种情况下从 0.5 μf 到 0.05 μf) 以平衡低频响应。

   高质量变压器可实现高达 40 db 的反馈因子(增益减少 100:1)。 然而,放大器随后需要 10 伏 rms 输入信号以实现 15 瓦输出,而大约 1 伏足以实现具有 20 分贝反馈的全输出。 将反馈因子增加到 20 分贝以上,听觉性能没有明显差异。

   如果任何完美主义者(更强大的)不接受阴极分相器的平衡是足够的,他可以通过在阴极负载电阻器上添加一个小的可调电容器来实现理论上完美的平衡,并检查兆周期区域中的完美平衡。 但是,不应将任何测试仪器连接到阴极逆变器本身,否则固有的附加电容会使测试结果无效。 必须在后续阶段的板端子处进行平衡测量。

   作者尝试了输出管的“超线性”连接,但没有观察到性能优势可以补偿增益的降低。 那些喜欢这种输出管操作方法的人可以将偏置电阻更改为近似于输出管的三极管操作的值,否则请遵循本文中概述的过程。

   该放大器被称为“通用”放大器,因为它被认为能够产生最佳性能,而这种性能可从具有适当阻抗比的任何输出变压器获得。 没有理由相信使用比 5881 型更大和更小的功率管不能取得同样的成功。 但是笔者对除A类以外的任何一种输出管的工作方式都看得很淡,除非输出变压器是高档的,输出管的屏栅由稳压电源供电。

附加建议

   以下说明是为通用放大器的潜在制造商提供的。

  • 注 1:跨变压器输出端子的网络旨在在无负载的情况下提供更高的高频稳定性。 最好的输出变压器不需要它。
  • 注 2:建议将所有接地引线连接到公共母线,除输入连接器的接地端子外,该母线与机箱隔离。
  • 注3:没有对输出管进行偏压平衡控制,因为6L6GB和5881管看起来很均匀。
  • 注 4:连接在加热器绕组两端的 100 欧姆平衡电位器的中心抽头接地,因为这种连接使得距离扬声器一英尺的耳朵听不到嗡嗡声。 对于不同的管子或不同的布局,可能建议将电位器中心抽头返回到正电位,这可能由电源输出端的电阻分压器提供。 可以研究高达约 55 伏的正电位以获得最小嗡嗡声。
  • 注 5:作者的扬声器系统需要 8 欧姆的输出阻抗,并且在使用的每个输出变压器上都提供了该阻抗。 16 或 4 欧姆的值将需要不同值的反馈电阻器 Rf。 对于 5881 型和类似电子管,初级阻抗应在 5000 和 7000 欧姆之间。

   已经进行了失真和互调测量,但不会在本文中介绍。 只要放大器在输出管或变压器的过载点(以先达到者为准)之前基本上没有失真就足够了。 从输出变压器的低频极限到略高于输出变压器谐振频率的频率响应是平坦的,超过该频率响应以每倍频程 6 到 10 db 的速率平稳下降。 所用变压器的谐振频率范围从大约 38 到 100 kc。


图 3. 所述放大器的俯视图。


图 4. 作者放大器的底视图。

   图 3 和图 4 是一种版本的通用放大器的顶视图和底视图,它为大型 AM-FM 收音机留声机控制台提供板和灯丝电源,因此使用两个 5V4G 整流管。


图 5.“通用”放大器的另一个实施例 - 这个在电源部分使用硅整流器。

   图 5 是在电源中使用硅整流器的通用放大器的第二个版本的视图。 施工期间用于保护变压器漆面的遮蔽胶带作为有用的建议如图 5 所示。


1 "Radiotron Designer's Handbook", Edited by H. Langford-Smith, Fourth Edidion, p. 330.