Ламповый усилитель "Concertino"


Фото и описание - Marcin Sławicz

Начало проекта

  Идея создать свой собственный ламповый усилитель беспокоила меня последние два года. Я не маниакальный аудиофил, и мне было достаточно «обычного» твердотельного оборудования (я всегда предпочитал слушать музыку, а не технику). Теперь, однако, мой изношенный усилитель начинает страдать от недугов старости, и хотя я смог восстановить его, есть прекрасная возможность реализовать ламповое предприятие.

   Вначале я думал о конструкции, основанной только на триодах, но отказавшись от схем SE со слишком большим количеством недостатков. Очень интересное описание двухтактного усилителя с триодами с прямой нитью накала можно найти на сайте Линн Олсон. Здесь стоит заглянуть из-за чрезвычайно интересных решений, использованных в его проектах. Однако описанные усилители имеют серьезный недостаток - стоимость (в основном из-за ламп 300В или 2А3 и межкаскадных трансформаторов). Так что пришлось искать дальше.

  Мое внимание привлекли двойные триоды 6AS7 с косвенным нагревом, которые когда-то использовались в основном в силовых цепях, но также идеально подходили в качестве электронных ламп в выходном каскаде звуковых усилителей. Стоимость электронных ламп будет намного ниже, но из-за низкого коэффициента усиления напряжения в этом случае придется использовать дорогие и труднодоступные межкаскадные трансформаторы или два или более триода, соединенных параллельно. Г-н Расс Садд описал на своем сайте двухтактный усилитель с триодами 6AS7.

  Мой проект занял еще несколько месяцев, в течение которых я постепенно убедился, что успешный усилитель мощности не обязательно должен иметь триоды в выходном каскаде. Я начал рассматривать использование лучевых тетродов, работающих в каскаде усиления в ультралинейной конфигурации. Такая схема сочетает в себе преимущества триодного звука (низкий уровень искажений) с высокой эффективностью и стабильностью тетродов и пентодов. У меня был выбор ламп 6L6 / 5881, KT66, KT88 / 6550, которые обычно используются как в гитарных усилителях, так и в Hi-Fi-конструкциях.

  Другой период моего проекта - поиск в сети, чтобы выбрать схему основного усилителя. Усилитель не должен быть сложным, потому что сложная схема не гарантирует высокого качества звука, а при ограниченных возможностях измерения запуск может быть затруднен. Серийно выпускаемые устройства должны обеспечивать повторяемость производства и относительную стабильность параметров при последующей эксплуатации. При разработке усилителя для себя часто можно сократить путь, не беспокоясь о последующем обслуживании.

  Мой выбор пал на хорошо известную планировку, которая проверена в тысячах домов по всему миру. Это будет следующая версия D.T. Н. Уильямсон. Почти каждая компания, производившая ламповые усилители, имела продукт, в большей или меньшей степени основанный на этой знаменитой схеме. В Интернете можно найти сотни статей с описанием различных разновидностей усилителей Williamson. Итак, давайте сегодня воспользуемся этим богатым опытом.

Допущения при проектировании

  В 1947 году D.T.N. Уильямсон представил схему усилителя, которая стала настоящим прорывом в стремлении к высококачественному воспроизведению звука. Наиболее характерными элементами этого усилителя являются разделитель фазы с разделенной нагрузкой и использование трансформатора, передающего сигнал в диапазоне 2 Гц ÷ 60 000 Гц (необходимое условие для достижения стабильности усилителя с замкнутым контуром обратной связи).

  Все каскады усилителя Williamson, по сути, предельно просты, но в то же время отлично взаимодействуют друг с другом, обеспечивая относительно низкие искажения сигнала. Тем не менее, у системы есть несколько недостатков, которые были предприняты в последующие годы. На рисунке ниже показана версия усилителя 1949 года с отмеченными значениями компонентов.

  Входной каскад, фазоинвертор и управляющий каскад обычно строились на электронных лампах 6SN7, 6CG7 или 12AU7 (ECC82). Их рабочая точка была выбрана неправильно, что привело к гармоническим искажениям в 2% при половине номинальной мощности. Соответствующие модификации системы позволяют получить искажения не более 0,5% до уровня клиппирования формы сигнала.

  Первые версии усилителей звучали слишком мягко при попытке сыграть сильные басы. Это произошло из-за плохой фильтрации мощности. Увеличение емкости фильтрующих и развязывающих конденсаторов не только улучшило передачу импульсов, но и повысило стабильность усилителя.

  Другой не самой удачной идеей было использование пары тетродов в выходном каскаде в триодном соединении с общим катодным резистором и без емкостной развязки. Такое расположение значительно ограничивало выходную мощность и хорошую передачу высоких частот. Намного лучшей схемой был сверхлинейный усилитель, предложенный в 1951 году Дэвидом Хафлером и Гербертом Кероэсом, позволяющий получить значительно меньшие искажения при аналогичной выходной мощности и параметрах глобальной обратной связи. К счастью, сверхлинейный силовой каскад можно идеально согласовать с остальными каскадами усилителя Williamson.

  После прочтения множества (к счастью, доступных) статей и анализа еще большего количества схем аналогичных усилителей, основные проектные предположения выкристаллизовались:

  • Топология основана на модифицированных версиях усилителей Williamson.
  • Инвертор с разделением фаз нагрузки.
  • Силовой каскад в сверхлинейной системе.
  • Простой блок питания, обеспечивающий «мягкий запуск» усилителя.

В дальнейшей части описания будут рассмотрены отдельные детали усилителя Concertino.

Входная цепь усилителя

  Первые два каскада усилителя - входной усилитель и фазоделитель - следует рассматривать вместе.

   В исходной схеме усилителя Вильямсона и практически во всех ее более поздних версиях входной каскад использует электронную лампу в общей катодной системе с локальной обратной связью и глобальным сигналом обратной связи, подаваемым на катод. Выходной сигнал с анода поступает непосредственно на вход делителя фазы в системе с распределенной нагрузкой. Чтобы фазовый делитель правильно выполнял свою функцию, его сеть должна иметь относительно низкое напряжение (25 ÷ 35% от напряжения питания этого каскада, т.е. обычно 90 ÷ 100 В). Это приводит к очень неблагоприятным условиям работы первой вакуумной лампы, особенно если это лампа 6СН7, которая намного лучше работает с анодными напряжениями в диапазоне 150 ÷ ​​250В. Статья «Модификации лампового усилителя Вильямсона» дает возможность исправить эту ситуацию, изменив рабочие точки и напряжения питания обеих ламп.

   Фазоинвертор с разделенной нагрузкой, хотя и сохраняет идеальную симметрию обоих выходных сигналов, имеет очень низкий коэффициент подавления пульсаций питания и значительную разницу в выходных сопротивлениях обеих цепей. Второй недостаток эффективно устраняется в третьем каскаде усилителя (драйвере силового каскада), в то время как низкий коэффициент PSRR может быть улучшен соответствующей модификацией первых двух каскадов усилителя.

   Решение проблемы было описано Джоном Броски в TubeCad Journal (апрель 1999 г.) и использовано в его серии усилителей «Айкидо». Низкий PSRR фазоразделителя здесь рассматривался как преимущество и способствовал очень хорошему подавлению пульсаций питания первых двух каскадов усилителя. Идея состоит в том, чтобы намеренно ввести помехи в схему, чтобы получить невозмущенную форму волны на выходе.

   Если рабочая точка первой электронной лампы настроена так, что напряжение постоянного тока на аноде составляет половину напряжения питания этого каскада, на выходе появятся сетевые пульсации, подавленные на 6 дБ (половина амплитуды). Пульсации будут передаваться через конденсатор С1 на сетку второй электронной лампы и будут совпадать на катоде второй ступени и в противофазе на аноде второй ступени. Но на аноде этой системы также будут появляться волны, идущие непосредственно от источника питания в совместимой фазе. Две формы волны при суммировании дадут аноду форму волны, аналогичную по фазе и амплитуде сигналу на катоде второй ступени. В результате получается не дифференциальный сигнал, а общий сигнал, который будет подавлен в следующих каскадах усилителя. Конечно, система подавляет не только пульсации, но и любые помехи от силовой цепи.

   На рисунке выше показано моделирование подавления пульсаций в сети первых двух каскадов усилителя (все формы сигналов показаны без составляющей постоянного тока). Чтобы конечный результат давал измеримую форму волны, амплитуда пульсаций источника питания была преувеличена (60 В), а фильтрующая способность была радикально снижена. На рисунке показана амплитуда пульсаций источника питания первого каскада 0,95 В. Дифференциальный сигнал на выходе второй ступени не превышает 37 мВ, поэтому подавление пульсаций в сети достигает значения 28 дБ. Для сравнения, демпфирование пульсаций входных каскадов традиционной схемы Вильямсона составляет всего около десятка дБ.

   У описанной выше системы есть еще два преимущества. Резисторы R4 и R5 позволяют удобно установить рабочую точку второй вакуумной лампы, что позволит получить максимальную выходную амплитуду фазоинвертора (обычно устанавливается R4 = R5). Эти резисторы могут быть очень большими (порядка нескольких МОм).

   Если значения R2 и R6 совпадают, первые две ступени образуют цепь с постоянным потреблением тока (ток, протекающий через резистор R9, не изменяется). Это условие гарантирует максимальную стабильность питания первых двух каскадов, когда усилитель управляется входным сигналом.

   На последнем рисунке показана схема первых двух каскадов усилителя Concertino. Потенциометр в катодной цепи первого каскада усилителя позволяет минимизировать дифференциальный сигнал пульсаций сети, измеряемый между выходами второго каскада (который должен возникать при анодном потенциале лампы V1B, равном половине напряжения питания первого каскада). Два каскада.Усиление первого каскада составляет около 10 без замкнутой цепи обратной связи и чуть больше 2 с обратной связью. На первых двух этапах используется двойной триод ECC82.

Каскад управления усилителем

  В третьем каскаде усилителя - драйвере финального каскада - особых сюрпризов нет. Это дифференциальный усилитель с общим катодным резистором. Добавление конденсатора параллельно катодному резистору не изменит существенно работу схемы, но без надобности увеличит искажение каскада (ухудшение симметрии каскада).

  Выбор трубки для этого этапа может быть проблемой. Электронная лампа 6СН7, предложенная Вильямсоном, нагружает предыдущую ступень с относительно большой входной емкостью (порядка 70 пФ). Для катодной схемы фазоинвертора с низким импедансом это не проблема, но для анодной схемы это снижает высокочастотное усиление. Хотя драйвер неплохо справляется с этой задачей, стоит рассмотреть возможность использования вакуумной лампы с меньшей емкостью сетка-анод.

  ECC82 - такая электронная лампа. Однако у него есть еще один серьезный недостаток. Управляющий каскад должен иметь возможность усиливать сигнал до значения 30 В ÷ 35 В. При таких амплитудах электронная лампа ECC82 генерирует значительные искажения, примерно в 2,5 раза больше, чем у 6SN7. Следовательно, плохо спроектированный усилитель Williamson может достичь искажений 5% ÷ 10% без петли обратной связи до ограничения формы волны (и большинство этих искажений исходит от каскада драйвера).

  Электронная лампа 6СН7 показывает свое преимущество даже при гораздо меньших амплитудах. Наконец, я решил использовать электронные лампы 6SN7EH (аналог старого RCA 5692 с красным цоколем). Управляющий каскад, построенный на этих электронных лампах, имеет коэффициент усиления около 16.

  На многих общих схемах значение катодного резистора R16 слишком мало (например, 220 Ом или 390 Ом), что неблагоприятно определяет рабочую точку электронной лампы (Ugk = -2 В ÷ -3 В). Поскольку каскад управления должен обеспечивать питание ламп с напряжением около 70 В между пиковыми значениями, сетевое напряжение ламп 6SN7 будет изменяться более чем на 4 В между пиковыми значениями. Чтобы сетка этих ламп не попадала в диапазон положительных напряжений, безопаснее установить Ugk = -4В или меньше.

  В некоторых усилителях (также в оригинальной схеме усилителя Williamson) напряжение питания подается на анодные резисторы R17 и R18 через дополнительный потенциометр, который помогает регулировать симметрию цепи для формы волны переменного тока. На практике схема хорошо справляется с небольшой асимметрией формы сигнала, и использования двух одинаковых анодных резисторов вполне достаточно.

Выходной каскад

  Силовой каскад усилителя Concertino будет ультралинейным в соответствии с рекомендациями Хафлера и Кероэса от 1951 года.

  Мощность электронных ламп в сверхлинейной системе будет составлять около 75% мощности по сравнению с системой тетрод / пентод и, по крайней мере, в два раза больше мощности, чем у триодной системы с сопоставимыми рабочими параметрами. Звук, получаемый в сверхлинейных системах, благодаря низким искажениям и лучшему коэффициенту демпфирования напоминает звук, получаемый от триодных усилителей. Ультралинейная схема идеально подходит для усилителей Hi-Fi и реже используется в гитарных усилителях.

  Для сверхлинейных систем обычно рекомендуются электронные лампы PL36, 6V6GT, 6973, 5881 / 6L6GC / 7591, KT66, KT88 / KT90, 813. Пентоды EL34, 6CA7 и EL84 дают немного менее чистый звук, хотя они также часто используются. Мой выбор пал на лучевые тетроды 6L6GC, которые сейчас выпускает JJ Electronic.

  Другой проблемой был выбор системы поляризации силовых ламп. Фиксированное смещение повысит эффективность усилителя и упростит регулировку тока покоя силового каскада. Экономичности системы практически нет, потому что необходимо построить систему для генерации и регулирования отрицательного напряжения смещения. Схема автоматического смещения проще в реализации и, по мнению многих, лучше звучит. Электронные лампы с автоматической поляризацией более мягко входят в диапазон ограничения, что может быть важно при громком прослушивании и в неэффективных громкоговорителях.

  Схема смещения ламп выходного каскада, которую я использовал, имеет простой, но эффективный механизм симметризации тока покоя, найденный как в оригинальном Williamson, так и в более поздних разработках, например, Heathkit. Электронные лампы работают в классе AB1 (примерно до 10 Вт в классе A). Значение резистора R25 используется для установки тока покоя обеих электронных ламп (сумма катодных токов составляет около 120 мА, что при анодном напряжении 430 В вызовет высвобождение около 23,5 Вт мощности покоя в каждой электронной лампе. ). Потенциометр из проволоки R32 выравнивает токи покоя обеих электронных ламп (катоды должны иметь одинаковый потенциал, что является достаточным приближением к условию одинакового анодного тока ламп). Блокирующие конденсаторы в катодной цепи силовых ламп могут незначительно повлиять на уровень искажений выходного каскада (в каком направлении - зависит от схемы и используемых силовых ламп). В некоторых конструкциях эти конденсаторы не используются, но в классе AB их необходимо использовать.

  Согласно рекомендациям Вильямсона выходной трансформатор должен иметь полосу пропускания 2 Гц ÷ 60 000 Гц. Нелегко получить трансформатор с правильными параметрами (многие из проданных аудиопреобразователей были разработаны с учетом гитарных усилителей). В конце концов, я решил не рисковать и купить давно зарекомендовавшие себя тороидальные трансформаторы TG36, продаваемые Amplifon и используемые в их усилителях WL36 и WL25 в очень похожей компоновке. Трансформаторы имеют многосекционные обмотки, сверхлинейные отводы и номинальное сопротивление между анодами 6,6 кОм (поэтому они подходят для совместной работы с электронными лампами 6L6GC).

  Коэффициент усиления этого каскада в сверхлинейной системе (отвод 43% первичной обмотки) составляет около 9. Усилитель должен легко выдавать около 25 Вт мощности на канал. Так что проблем с управлением моими маленькими мониторами с эффективностью около 87 дБ / Вт / м быть не должно.

Источник питания

  В настоящее время создание источника питания с использованием простого сетевого трансформатора, полупроводникового моста и батареи фильтрующих конденсаторов представляется наиболее простым и наиболее подходящим решением. Однако такая система генерирует высокий коммутационный шум и требует использования дополнительного подключения анодного напряжения с задержкой. Так почему бы не обратиться к старым проверенным методикам и не решить сразу несколько задач.

  Поэтому я буду использовать ламповый выпрямитель с LC-фильтром. Выпрямители с прямым нагревом не подходят - и здесь потребуется система отложенного пуска (отсутствие такой системы было серьезным недостатком оригинальной конструкции Вильямсона). Среди трубок с косвенным обогревом можно выбрать, например, 5AR4 / GZ34. Однако одна электронная лампа не справится с обоими каналами - необходимо использовать два, чтобы не превышались допустимые рабочие параметры (270 мА среднего потребления тока и около 1 А пикового потребления).

  На помощь снова пришло чтение страниц Линн Олсон. Как и Олсон, я буду использовать два подавляющих диода 6D22S для выпрямления тока. У каждого есть только один анод, поэтому для двухполупериодного выпрямителя необходимы две лампы. У них есть свои недостатки: штыри Magnoval (менее доступные розетки) и катодное соединение с цоколем в верхней части лампы. Вместо этого они предлагают очень низкий уровень шума переключения, низкое прямое напряжение (15 В), высокий пиковый ток (2 А) и очень длительное время прогрева (30 с), тем самым решая проблему плавного пуска усилителя. Для электронных ламп 6Д22С требуется напряжение накала 6,3 В. Допустимо использование общей обмотки 6,3 В для всех ламп в системе, но в моем усилителе выпрямительные лампы будут получать ток накала от отдельной обмотки (с возможностью принудительного воздействия на обмотку катодного потенциала этих ламп).

  Я построю фильтр в виде двойного П: CLCLC. Я буду использовать два дросселя с воздушным зазором (балласты люминесцентных ламп) с индуктивностью 1,56 Гн, сопротивлением 48 Ом и максимальным током 0,37 А. Моделирование источника питания в PSU Designer II показывает анодное напряжение 428 В с пульсациями 2,46 мВ. В случае одного фильтра П мне пришлось бы использовать дроссель с индуктивностью более 100 Гн, чтобы добиться аналогичного эффекта.

  Сетевой трансформатор был изготовлен по заказу компанией MKPT (версия Telto). Это тороид на 250 ВА, обеспечивающий 2 * 390 В для анодных цепей, 6,3 В для электронных ламп 6D22S и 2 * 3,15 В для других ламп (центральный отвод на потенциал земли, чтобы минимизировать гул в сети). Если мои оценки верны, я должен получить анодное напряжение около 430В под нагрузкой.

Принципиальная схема усилителя

  На чертеже представлена ​​полная схема усилителя (при нажатии открывается подробный чертеж).

  Маркировка сигнальной массы зависит от места ее появления. Это соответствует принципу распределения массы в звездной системе. Все местные заземления соединены в одной точке возле конденсатора С36. Также в этом месте сигнальное заземление соединяется с корпусом усилителя и защитным заземлением источника питания.

  Резисторы R22 и R23 обеспечивают общий сигнал отрицательной обратной связи. Усилитель с разомкнутым контуром имеет коэффициент усиления около 90. С замкнутым контуром обратной связи коэффициент усиления падает до менее 20. Глубина контура (13 дБ для представленных значений) устанавливается величиной резисторов R22 и R23 ( Также влияет установка потенциометров R3 и R4). Полный контроль над усилителем (мощность 25 Вт) достигается при входном сигнале с амплитудой около 1 В, поэтому с питанием усилителя от типичных источников звука (CD, тюнер, магнитофон) проблем не возникнет.

  Схема Зобеля между выводами вторичных обмоток выходных трансформаторов улучшает стабильность усилителя на высоких частотах (особенно важно при отключенной нагрузке).

  В схему усилителя входят элементы, обеспечивающие устойчивость усилителя в супраакустическом диапазоне. Это конденсаторы C3, C4, C7 и C8, а также резисторы R13 и R14. Значение емкости C7 и C8 следует подбирать экспериментально при запуске усилителя (критерий минимизации кроссоверов и колебаний при воспроизведении прямоугольной волны).

  На входе усилителя я использовал двойной потенциометр 100кОм с линейной характеристикой. Совместно с резисторами R7 и R8 получается аппроксимация экспоненциальной характеристики (намного лучше, чем в большинстве так называемых логарифмических потенциометров). Работа такого потенциометра описана Родом Эллиоттом в статье «Лучшая регулировка громкости». На рисунках ниже показана погрешность параллелизма обоих измеренных мной потенциометров и их характеристики. Погрешность минимизируется подбором номиналов резисторов R7 и R8. При обычно используемых уровнях громкости (затухание 60 дБ ÷ 20 дБ) погрешность модифицированного потенциометра не превышает 0,15 дБ. У меня никогда не было столь же хороших результатов при измерении заводских логарифмических потенциометров. Потенциометры известной компании ALPS допускают ошибку параллелизма значений до 3 дБ.

  Недостатком показанного регулятора громкости является то, что нагрузка на источник сигнала изменяется в зависимости от положения ползунка. В крайнем правом положении входное сопротивление падает примерно до 13 кОм. Входной сигнал от ползунка потенциометра громкости также поступает в буферную схему. Эта схема не показана на принципиальной схеме, поскольку она выполняет вспомогательную роль (вывод сигнала для активного сабвуфера).

Корпус

  Здесь начинаются настоящие проблемы. Не каждый электронщик-любитель имеет достаточную механическую мастерскую. Я могу делать простые вещи, например, сверлить, пилить и шлифовать дома самостоятельно. Мне придется передать на аутсорсинг более сложные задачи, такие как гибка листов или пробивка отверстий для электронных ламп.

  В моем случае корпус придется адаптировать к остальному аудиооборудованию, что означает интегрированную черную конструкцию шириной 43 см. В то же время корпус должен быть простым и позволять удобную пространственную сборку. Более того, он не может изуродовать и стоить целое состояние.

  Решил сделать корпус, схематично изображенный на чертеже. Базовое шасси будет состоять из гнутой стальной пластины толщиной 2 мм. Складки образуют переднюю и заднюю панели. Боковины будут из лакированного дерева и будут прочно прикреплены к листу. Доступ внутрь корпуса возможен благодаря привинченному дну - стальной пластине толщиной 1 мм. Трубки и тороидальные трансформаторы будут размещены сверху устройства и потребуют дополнительных защитных и маскирующих элементов. Остальные элементы будут установлены внутри корпуса.

  Стальная пластина толщиной 2 мм образует основное шасси размером 398 мм x 360 мм и высотой всего 50 мм. Прогиб листа выполнен не точно под прямым углом и имеет относительно большой радиус, что, однако, не является дефектом предполагаемой конструкции корпуса.

  Шасси после сверления и распиловки. Просверлено более 100 отверстий, правда, это только необходимые (часть элементов будет приклеена).

  Шасси после порошковой окраски и трафаретной печати.

  Боковые панели в стадии подготовки. После нескольких попыток я решила использовать морилку «эбеновое дерево».

  Собранное шасси образует жесткий и прочный ящик.

Монтаж усилителя

  Для сборки я соорудил специальное крепление из деревянных элементов, на которое прочно опирается шасси, что позволит мне запускать усилитель вверх ногами.

  Сначала я установил внутрь корпуса стальной уголок для дополнительной жесткости конструкции. Вблизи корпус должен выдерживать около 8 кг веса, который состоит из двух дросселей и трех тороидальных трансформаторов. Затем я установил все внешние элементы (розетки, розетки и выключатели) и дроссели силового фильтра. На приведенной выше фотографии также показано большинство разъемов для пайки, которые обеспечивают удобную пространственную сборку электронных компонентов. Разъемы с распорными втулками приклеивались к корпусу эпоксидным клеем.

  После установки трансформаторов усилитель весит почти 10 кг. С тех пор перемещение, подъем или поворот такой тяжелой конструкции стало довольно сложной задачей.

  «Заливка» многочисленных выводов трансформатора - первая серьезная сборочная задача. Места совсем не много и пришлось значительно укорачивать провода.

  Диоды 6Д22С уже на месте. Провода, идущие к катодным крышкам, спрятаны в гнутых алюминиевых трубках.

  Блок питания собран и готов к испытаниям. В центре видны противоположные концы алюминиевых трубок, показанных на предыдущем фото. Чуть левее (возле дросселя) несколько упоров для пайки. Это центральная точка заземления усилителя - следовательно, земля будет распределена по другим цепям. На этом этапе также были установлены цепи накала для всех ламп.

  Временная нагрузка блока питания составляла 5 резисторов по 30 Вт с общим сопротивлением 1800 Ом. Во время теста они должны генерировать более 100 Вт мощности.

  К счастью, первое включение прошло без каких-либо нежелательных пиротехнических эффектов. Как и ожидалось, использование диодов 6Д22С обеспечивает длительный и плавный запуск БП. Первые вольты на нагрузке появляются примерно через 15 секунд после включения системы. Затем напряжение плавно повышается, пока примерно через 35 секунд не достигнет целевого значения.

  Два дросселя и два конденсатора большого размера, каждый емкостью 500 мкФ, составляют очень эффективный основной фильтр питания. В условиях испытаний на входе фильтра измеряется постоянное напряжение 462 В с пульсацией 26 В среднеквадратического значения. На выходе фильтра при 439 В постоянного тока пульсации сети падают до уровня ниже 0,5 мВ среднеквадратического значения. Эти значения полностью согласуются с результатами моделирования, выполненного с помощью программы PSU Designer II.

  После запуска блока питания самое время установить силовой каскад. Компонентов для монтажа было немного, но некоторые из них имели большие размеры, например, блокирующие конденсаторы 0,47 мкФ, резисторы катодной цепи на 5 Вт и потенциометр на 100 Ом (в верхней части фотографии).

  Первое включение выходного каскада усилителя прошло без проблем. Примерно через десяток секунд после включения источника питания анодное напряжение медленно увеличивается (силовые лампы уже нагреты и нагружают источник питания) и стабилизируется примерно через 40 секунд. Из-за неполной нагрузки источника питания (отсутствие первых каскадов усилителя) анодное напряжение слишком велико (в конечном итоге оно должно составлять около 430 В). Сопротивление резистора R56 выбрано таким образом, чтобы получить соответствующий ток покоя силовых ламп. Два резистора на 470 Ом, соединенные параллельно (катодный ток каждой электронной лампы около 57 мА), оказались подходящими. Потенциометр с проводом R5 позволяет эффективно выравнивать ток покоя обеих силовых ламп (равный катодный потенциал обеих ламп).

  После подключения громкоговорителя я услышал легкий гул в электросети. Измерение сигнала на выходе усилителя дало значение 0,8 мВ среднеквадр. На основной частоте 100 Гц. На фото справа изображена форма сигнала на выходе трансформатора. Дальнейшие испытания подтвердили, что причина шума не кроется в расположении компонентов усилителя. Изменение конфигурации цепей питания накала (включая различные способы симметризации цепи) и изменение разводки заземления не повлияло на уровень помех на выходе.

  После снятия выходных ламп и запуска усилителя с искусственной нагрузкой оказалось, что сигнал на выходе все еще индуцирующий (эффективное значение уменьшилось до 0,5 мВ). Это ясно показывает магнитную связь между выходными трансформаторами и сетевым трансформатором. Размещение простой перегородки из стального листа между трансформаторами значительно снизило гудение в сети. Кроме того, изменение взаимного расположения трансформаторов значительно уменьшило шум, но в конечном итоге я бы предпочел избегать этого метода устранения шума. Решением проблемы будет использование магнитного экранирования трансформаторов (возможное уменьшение гула примерно на 10 дБ) и использование глобальной отрицательной обратной связи (уменьшение гула примерно на десяток дБ). Тогда уровень шума не должен быть проблемой даже при использовании громкоговорителей с высоким КПД.

  На третьей очереди строительства смонтирована контрольная ступень. На фото показано всего несколько резисторов и конденсаторов, из которых состоит этот каскад. С левой стороны вы также можете увидеть силовой фильтр этого каскада (резистор 4,7 кОм и конденсатор 56 мкФ). Запуск этого каскада усилителя не преподнес никаких сюрпризов.

  Как видно на прилагаемом чертеже, напряжение питания ступени немного выше номинального напряжения (350 ... 360В) из-за отсутствия нагрузки на RC-фильтр со ступенью напряжения (еще не собран). Следовательно, ток покоя ступени управления немного выше предполагаемого, что, однако, не влияет на правильную работу системы. Ток покоя и анодное напряжение обеих ветвей не одинаковы из-за расхождения параметров обоих триодов. Поскольку это конфигурация дифференциального усилителя, невозможно выровнять эти токи без нарушения симметрии переменной составляющей. Ступенчатая работа для переменного сигнала нормальная (идеальная симметрия). Измеренное усиление по напряжению составляет 17 (немного больше, чем показали предыдущие оценки).

  На последнем этапе запуска усилителя смонтированы и введены в эксплуатацию каскад напряжения и фазоделитель. Вверху фото вы видите потенциометр для регулировки тока покоя первого триода (чтобы получить анодное напряжение ровно половину значения напряжения питания первого каскада).

  На рисунке показаны напряжения и токи в отдельных точках системы. Элементы, компенсирующие амплитудно-фазовую характеристику (C3 и R13), будут выбраны только после замыкания контура отрицательной обратной связи. Работа системы на переменной составляющей сигнала правильная. Измеренное усиление по напряжению первой ступени составляет 9,78, а фазовый делитель - 0,87 (в каждой ветви). Из-за очень хорошей фильтрации напряжения питания (пульсации в сети невозможно измерить) трудно наблюдать и измерять желаемые характеристики усилителя Айкидо (принципы работы можно найти на странице «Входной каскад»). Возможно, позже схему упростят до традиционной конструкции Вильямсона (потребуется сравнительное тестирование). Вся схема, испытанная в разомкнутом контуре, генерирует низкий уровень шума на выходе и гудение в сети на уровне 1,25 В среднеквадратического значения (слышимое в громкоговорителе с расстояния около 30 см). Оба типа искажений будут уменьшены за счет применения глобальной обратной связи. Стоит отметить, что гул в сети остался на уровне, измеренном сразу после включения силового каскада. Это означает, что на этапе ввода и управления нет дополнительных источников шума.

  На рисунке ниже показаны значения напряжения тестового сигнала в различных местах схемы усилителя (зеленый), значения усиления отдельных каскадов (синий) и значения напряжения питания отдельных каскадов (красный). Коэффициент усиления усилителя разомкнутого контура 92,5.

Усилитель запускается

  Часто предполагается, что для сверхлинейных систем достаточно покрыть усилитель глобальной петлей обратной связи глубиной в несколько дБ. Стоит помнить, что реализованная система имеет ряд локальных обратных связей (во входном каскаде, фазоделителе и в цепи экранирующей сетки силового каскада), которые уменьшают искажения сигнала даже без использования глобальной обратной связи. Однако глобальная связь необходима, например, для снижения выходного сопротивления усилителя.

  На этом этапе я предположил глобальную обратную связь с глубиной 16 дБ, которая с коэффициентом усиления разомкнутого контура 92,5 обеспечит полное управление усилителем после подачи входного сигнала с амплитудой около 1,35 В. При сопротивлении катодной цепи первой ступени около 600 Ом потребуется резистор обратной связи 10 кОм. Также включены элементы частотной компенсации, целевые значения которых будут выбраны на более позднем этапе запуска усилителя.

  После подключения петли обратной связи колебаний в акустическом или супраакустическом диапазоне не обнаружил. Сетевые помехи и гул уменьшились до едва слышимого уровня, который, однако, измерить было невозможно. Оказалось, что ниже акустической полосы усилитель работает нестабильно. Уровень выходного сигнала неравномерно колебался в диапазоне около 200 мВ с пиковой частотой 1 Гц ÷ 2 Гц. Эта «волнистость» не влияла на способность передавать акустический сигнал, и в то же время управление усилителем с помощью сигнала не влияло на амплитуду или частоту формы волны. Перед дальнейшими измерениями необходимо было устранить причину этой нестабильности.

  Нижняя предельная частота трансформатора, измеренная в системе с выходной мощностью 1 Вт, составляет около 5 Гц (во время испытаний ниже частоты 6 Гц форма выходного сигнала уже имела видимые искажения в результате насыщения сердечника трансформатора). Это доминирующий полюс системы. Следующие три полюса цепи исходят от RC-элементов, соединяющих каскады усилителя, и лежат в области 1,5 Гц. В районе 1 Гц разность фаз между выходом и входом усилителя достигает 180 градусов при все еще высоком усилении без обратной связи. Это приводит к нерегулярным колебаниям системы около 1 Гц. Решением проблемы будет взаимное разделение полюсов и уменьшение коэффициента усиления разомкнутого контура для частот менее 16 Гц. В усилитель внес следующие изменения:

1. Изменение значения элементов управления и мощности (R42 = R43 = 220 кОм, C17 = C18 = 0,047 мкФ). Это устанавливает новый доминирующий полюс для 16 Гц.

2. Добавление конденсатора 10 мкФ во входную цепь. Это обеспечивает эффективную работу системы айкидо на частотах ниже 1 Гц (предельная частота 0,016 Гц) и делает полюс этой степени неактуальным.

3. Изменение емкости конденсатора C25 в силовом фильтре первого каскада с 22 мкФ до 100 мкФ. Это уменьшает медленно изменяющуюся мощность около 1 Гц (новая частота среза фильтра 0,16 Гц).

  Изменение № 1 необходимо для обеспечения стабильности системы.Уменьшение постоянной времени RC-звеньев, соединяющих выходной каскад, также имеет другой желаемый эффект - более быстрый выход усилителя из состояния перегрузки (когда напряжение на регуляторе сетка превышает потенциал катода, и конденсатор C17, заряженный мгновенным током сетки, должен затем разрядиться через резистор R42).

  Во многих серийно выпускаемых ламповых усилителях частота среза последнего блока RC была установлена ​​довольно высокой: 7 Гц (Altec Lensing, Audio Innovations, Heathkit, Jolida) или 16 Гц (Eico, Grommes). Это обеспечивало достаточную низкочастотную стабильность для систем с двумя или более емкостными каскадами связи. С другой стороны, многие схемы Вильямсона, опубликованные в Интернете (в том числе хорошо известная схема от Practical Electronics), определенно не обеспечивают достаточной стабильности ниже акустической полосы (по крайней мере, если используемый выходной трансформатор имеет несколько худшие параметры, чем оригинал, произведенный компанией компания "Partridge").

  На рисунке выше показаны амплитудные и фазовые характеристики усилителя Концертино в разомкнутом контуре (для частот <30 Гц). Используя глубокую глобальную обратную связь 16 дБ, я получил запас по фазе 45 ° и запас по усилению 8 дБ. После стабилизации схемы я наконец смог измерить уровень шума на выходе усилителя. Измеритель показал около 0,2 мВ среднеквадратического значения. После проведения теста экранирования трансформатора громкоговорителя уровень шума упал до 0,1 мВ. Гул от сети был практически не слышен, даже если ухо было прижато к динамику.

  Сейчас самое время решить, имеет ли входная схема айкидо практическое преимущество перед типичным входным каскадом Вильямсона. Чтобы уменьшить ошибки, я проводил измерения одновременно (схема айкидо в одном канале, схема Вильямсона в другом, переключение каналов во время тестов).

  Во всех тестах схема айкидо показала свое превосходство, дав результат измерения в диапазоне 0,15 ÷ 0,22 мВ, а система Вильямсона - в диапазоне 0,24 ÷ 0,50 мВ (результат всегда был на 2 ÷ 8 дБ хуже, чем полученный в соседний канал). При использовании экранирования трансформатора значение шума снизилось примерно до 0,115 мВ для системы Айкидо и до 0,175 мВ для системы Вильямсона. Эти различия однозначно определяют смысл использования системы айкидо.

  Усилитель Williamson, вероятно, также потребует соответствующей компенсации в высокочастотном диапазоне. Я оцениваю предельную частоту используемого мною трансформатора громкоговорителя примерно в 70 кГц. Это самый нижний полюс над акустической полосой. Следующие полюса идут от «верхней» половины каскада управления (110 кГц), входного каскада (800 кГц), силового каскада (1,5 МГц) и «нижней» половины каскада управления (2 МГц). При правильной компенсации последние три не должны иметь значения для стабильности системы.

  Без компенсирующих элементов коэффициент усиления контура A * b, равный 1, можно ожидать где-то около 200 кГц и фазовый сдвиг около 150 °. Это должно обеспечить стабильность усилителя с присоединенной резисторной нагрузкой и, возможно, также без присоединенной нагрузки (тогда роль нагрузки для высоких частот играет схема Зобеля, подключенная к выходу). Испытания показали истинную стабильность усилителя с резистивной нагрузкой и относительную стабильность без присоединенной нагрузки (усилитель колебался под действием сигнала).

  Однако следует ожидать, что целевая нагрузка (громкоговорители с электрическим кроссовером на входе) потребует гораздо большего запаса устойчивости. Подключение громкоговорителя к выходу усилителя приводило к колебаниям с частотой менее 200 кГц. Столь же мешающий эффект был создан после подключения нагрузки в виде конденсатора емкостью 0,22 мкФ - 14-миллисекундные колебательные пакеты на частоте 185 кГц с девятимиллисекундным промежутком между пакетами. Несомненно, для стабильности усилителя требуется частотная компенсация, независимо от типа подключенной нагрузки.

  Элементы R13 и C3 вводят компенсацию задержки в диапазоне выше акустической полосы. Со значениями, показанными на рисунке, схема создает новый доминирующий полюс для f = 23 кГц и ноль для f = 110 кГц. Следующий полюс находится на частоте f = 70 кГц, где коэффициент усиления разомкнутого контура падает примерно до 20 (26 дБ), а фазовый сдвиг составляет около 120 °. Третий полюс при f = 110 кГц устраняется нулем, поступающим из схемы компенсации. Таким образом, падение характеристики сохраняет крутизну 12 дБ / октаву вплоть до четвертого полюса, около f = 800 кГц. Немного выше частоты другого полюса (около 90 кГц) находится точка, для которой коэффициент усиления контура A * b = 1. Сдвиг фазы в этой точке составляет примерно 130 °. Запас по фазе 50 ° должен гарантировать безусловную стабильность усилителя.

  Компенсация ускорения, показанная на рисунке, влияет на функцию пропускания [b] цепи обратной связи. Значение C7 = 56 пФ помещает полюс для f = 130 кГц в эту функцию и ноль для f = 11 МГц. В этой компенсации нет необходимости, поскольку компенсация запаздывания уже обеспечила достаточную стабильность системы. Однако на это указывает тот факт, что работа контура обратной связи «ускоряется» для более высоких частот, а также потому, что это уменьшает кроссоверы и колебания в воспроизводимых импульсах. Однако слишком высокое значение емкости конденсатора может дестабилизировать усилитель.

  На практике, поскольку явления, происходящие в системе, немного сложнее, значения элементов компенсации усилителя должны быть экспериментально проверены, чтобы получить требуемую стабильность системы. Я использовал метод, много раз описанный Патриком Тернером в группе новостей rec.audio.tubes.

  На первом этапе при предполагаемом значении конденсатора C7 в цепи обратной связи (текущее выбранное значение 47 пФ) следует выбрать емкость C3 схемы компенсации запаздывания. Когда усилитель нагружен только емкостью в диапазоне 10 нФ ÷ 4,7 мкФ, на передаточных характеристиках усилителя получается пиковая частота в зависимости от подключенной нагрузки. Емкость C3 должна быть достаточно большой, чтобы пик никогда не превышал +6 дБ по отношению к номинальному уровню (измеренному на частоте 1 кГц), и чтобы в акустическом диапазоне (f <20 кГц) характеристики передачи не отличались более чем на 1,5. дБ от номинала. Этим условиям удовлетворял конденсатор C3 емкостью 680 пФ (максимальный измеренный пик равен + 4,77 дБ при f = 71 кГц и конденсатор емкостью 1 мкФ, подключенный к выходу). Использование значения C3 = 680 пФ ограничивает полосу пропускания усилителя без обратной связи до f = 17 кГц (измеренное значение). Более высокая емкость будет способствовать еще большей стабильности схемы усилителя, но уменьшит эффект обратной связи там, где он все еще необходим (ниже 10 кГц).

  На втором этапе выбирается значение сопротивления R13 цепи компенсации запаздывания. Найдите максимальное значение сопротивления, при котором усилитель не будет колебаться независимо от подключенной нагрузки (номинальная резистивная, емкостная, индуктивная, без нагрузки). Испытания следует проводить при отсутствии сигнала и путем управления усилителем прямоугольным сигналом различной амплитуды. В моем случае максимальное значение R13 составляет 4кОм.

  При поиске максимального значения также проверяется, при каком значении R13 возникает оптимальная форма передаваемого сигнала (минимальный сдвиг импульса, минимальные колебания, максимальный наклон). В конечном итоге я решил использовать значение R13 = 3кОм.

 

Нагрузка 8 Ом; f = 4800 Гц; 1 В / дел; 50us / градация

Нагрузка 1 мкФ; f = 4800 Гц; 1 В / дел; 50us / градация

  На последнем этапе проверяется, при каком значении компенсирующего конденсатора С7 достигается хорошее гашение колебаний огибающей прямоугольных импульсов (так называемый фон). Здесь следует соблюдать осторожность, так как чрезмерное увеличение этой мощности может привести к потере устойчивости усилителя при определенных условиях эксплуатации. Если указанное значение C7 существенно отличается от ранее принятого, допустимое значение резистора R13 следует проверить еще раз. Все это легче описать, чем сделать. Вся процедура трудоемкая, но приводит к хорошему запасу устойчивости в усилителе. Получаем безусловно стабильный усилитель, который:

  • не колеблется без подключенной нагрузки,
  • не колеблется под нагрузкой в ​​виде катушки любой величины,
  • не колеблется с нагрузкой в ​​виде конденсатора любой емкости в диапазоне 0,01 ÷ 10 мкФ,
  • не колеблется ни под одной из вышеперечисленных нагрузок, управляется прямоугольным сигналом,
  • При возбуждении синусоидальным сигналом с частотой в несколько Гц и амплитудой, достаточной для насыщения выходного трансформатора, он не вызывает пакетов колебаний в моменты насыщения сердечника трансформатора.

  Хороший тест - найти максимальное значение обратной связи, при котором усилитель все еще стабилен. В моем случае резистор обратной связи можно уменьшить до 1,6 кОм без каких-либо признаков колебаний на выходе усилителя. Это дает глубину петли обратной связи 28,3 дБ. Поэтому можно предположить, что усилитель с резистивной нагрузкой имеет достаточный запас по усилению 12,4 дБ.

Щелчок мышью по изображению откроет окончательную схему усилителя Concertino со всеми исправлениями, описанными выше.

Буфер предусилителя

  Буфер предусилителя играет дополнительную роль, не относящуюся непосредственно к схеме лампового усилителя, и поэтому не включен в основную схему. Функция буфера состоит в том, чтобы отделить выходной регулируемый сигнал, предназначенный для внешнего сабвуфера, от входной цепи вакуумной лампы первого усилителя. Это единственная часть схемы, которая содержит полупроводниковые компоненты (и хотя я не вижу ничего плохого в их использовании, основная схема усилителя остается свободной от них, так что она максимально напоминает схемы, которые использовались полвека назад).

  Сигнал с ползунка потенциометра громкости поступает на вход неинвертирующего усилителя, который из-за высокого входного сопротивления в этой конфигурации (около 1e12Ω) гарантирует, что буфер не влияет на входной сигнал лампового усилителя. Коэффициент усиления буфера составляет около 16 дБ. При входном сигнале с амплитудой 1,6 В (максимальный сигнал, не вызывающий перегрузки лампового усилителя) на выходе буфера получаем сигнал с амплитудой 10,3 В, то есть он находится в пределах рабочего диапазона операционного усилителя. с питанием ± 12В.

  Система питается от дополнительного небольшого сетевого трансформатора с вторичным напряжением 2 x 12 В. Поскольку в системе всего несколько элементов, она была собрана на куске универсальной печатной платы.

Параметры

Если не указано иное, измерения проводились с резистивной нагрузкой 8 Вт без экранирования трансформатора.

  • Układ: Williamson; Aikido front end; ultralinear push-pull; klasa AB1
  • Nominalna moc wyjściowa: 2 x 25W (f=1kHz sinus; THD=0.21%)
  • Maksymalna moc wyjściowa: 2 x 32W (f=1kHz sinus; THD=1%)
  • Pasmo mocy:
    • 7Hz÷78kHz (P=0.2W sinus; ±3 dB; 0dB dla f=1kHz)
    • 7Hz÷75kHz (P=1W sinus; ±3 dB; 0dB dla f=1kHz)
    • 10Hz÷68kHz (P=5W sinus; ±3 dB; 0dB dla f=1kHz)
    • 17Hz÷60kHz (P=25W sinus; ±3 dB; 0dB dla f=1kHz)
  • Nierównomierność charakterystyki przenoszenia: ±0.1 dB (f=20Hz÷20kHz; P=1W)
  • THD dla f=1 kHz
    • 0.03% (P=0.2W sinus; f=1kHz)
    • 0.03% (P=1W sinus; f=1kHz)
    • 0.08% (P=5W sinus; f=1kHz)
    • 0.21% (P=25W sinus; f=1kHz)
  • THD dla f=20Hz÷10kHz
    • <0.05% (P=0.2W sinus; f=20Hz÷10kHz)
    • <0.1% (P=1W sinus; f=20Hz÷10kHz)
    • <0.2% (P=5W sinus; f=20Hz÷10kHz)
    • <0.6% (P=25W sinus; f=20Hz÷10kHz)
  • Poziom szumu i przydźwięku sieciowego na wyjściu
    • <0.2mV (97dB poniżej poziomu nominalnego; bez ekranowania transformatorów; odczep 8W)
    • <0.1mV (103dB poniżej poziomu nominalnego; z ekranowaniem transformatorów; odczep 8W)
  • Impedancja wejściowa: 47kΩ (f=20Hz÷20kHz)
  • Nominalna impedancja obciążenia: 4Ω lub 8Ω
  • Czułość wejść: 0.95Vrms sinus (P=25W)
  • Wzmocnienie napięciowe: 14.83 (odczep 8Ω)
  • Współczynnik tłumienia: 3.3 (oszacowany)
  • Globalne sprzężenie zwrotne: 15.9dB

Пропускная способность измерена на 4 различных уровнях. Звездочка на графике указывает точку, в которой уровень искажений из-за насыщения выходного трансформатора резко возрастает.

Неравномерность характеристик передачи в акустической полосе. Уровень 0 дБ соответствует мощности 1 Вт на резистивной нагрузке 8 Ом.

Фазовые характеристики ввода-вывода (P = 1 Вт).

Распределение гармоник на выходе усилителя для синусоидального сигнала f = 1 кГц, P = 1 Вт. Суммарный коэффициент гармонических искажений THD = 0,025%.

Полный коэффициент гармонических искажений как функция выходной мощности (f = 1 кГц).

Коэффициент гармонических искажений как функция частоты (P = 0,2 Вт).

Коэффициент гармонических искажений как функция частоты (P = 1 Вт).

Коэффициент гармонических искажений как функция частоты (P = 5 Вт).

Коэффициент гармонических искажений как функция частоты (P = 25 Вт).

Спектр интермодуляционных искажений (f1 = 17 кГц, f2 = 18 кГц).

Спектр интермодуляционных искажений (f1 = 1 кГц, f2 = 1,1 кГц).

Спектр сигнала на выходе усилителя при возбуждении синусоидой (f = 1 кГц, P = 1 Вт).

Спектр шума и искажений на выходе неуправляемого усилителя (невзвешенное измерение).

Спектр шума и искажений на выходе нерегулируемого усилителя (взвешенное измерение - ANSI A).

Эффект небольшого искажения усилителя при работе с синусоидальной формой волны с частотой 20 Гц и большой амплитудой и формой волны с частотой 1 кГц и небольшой амплитудой. Усилитель не показывает признаков засорения. Уровень входного сигнала составляет 113% от максимального значения, чтобы не искажать усилитель.

Эффект сильного искажения усилителя с формой входного сигнала как на картинке выше. Усилитель показывает признаки засорения не более чем на половине периода формы сигнала. Уровень входного сигнала составляет 145% от максимального значения, чтобы не искажать усилитель.

Ссылки и галерея

Основные ресурсы, использованные при проектировании усилителя:

Оборудование и программное обеспечение, используемое при измерениях:

  • multimetr cyfrowy
  • oscyloskop 2-kanałowy 50 MHz
  • generator przebiegu sinusoidalnego i prostokątnego 1 Hz - 200 kHz
  • Yoshimasa Electronic Inc. - DSSF3 Realtime Analyzer
  • Audua - Speaker Workshop
  • Sintrillium - Cool Edit Pro (obecnie: Adobe Systems Incorporated - Adobe Audition)

Marcin Sławicz

(Materiał opublikowany na www.fonar.com.pl w 2005r .)