Amplificadores con retroalimentación positiva y negativa
(Título original: Amplifiers with Positive and Negative Feedback)
CHARLES P. BOEGLI (Gerente de planificación de productos, Bendix Corporation, Cincinnati, Ohio)
Audio, abril de 1961, Vol 45, No. 4
Contrariamente a la creencia popular, el autor descubrió que un inversor de fase de par de cola larga introduce una cantidad significativa de distorsión. Al incluir esta etapa en un circuito de retroalimentación negativa, le permite crear un amplificador con una distorsión extremadamente baja.
Hace algunos años, el autor publicó dos artículos1 sobre el diseño y construcción de amplificadores de audio usando retroalimentación negativa global con retroalimentación positiva interna/local. Estos amplificadores fueron construidos por muchos lectores y el efecto general fue de satisfacción.
Aquellos interesados en los detalles de estos amplificadores deben leer los artículos originales. Hubo varias dificultades con los diseños, las principales de las cuales fueron:
- El transformador de salida no fue diseñado para la forma en que se usó.
- El devanado secundario del transformador de salida tenía una ligera constante positiva con respecto a tierra.
- El inversor de fase (la primera etapa del amplificador) no estaba incluido en el circuito de retroalimentación negativa, lo que significaba que, desde el punto de vista de la salida, las distorsiones introducidas por esta etapa no parecían reducirse.
Ambos amplificadores utilizan transformadores de salida estándar con devanados secundarios conectados de forma inusual. Las salidas de los altavoces se conectaron a las derivaciones de 0 y 16 ohmios del devanado secundario, y la derivación de 4 ohmios se conectó a tierra (para corriente alterna) de modo que la salida balanceada se tomara de un transformador diseñado para operación no balanceada. El transformador de salida se definió cuidadosamente, y aquellos que fueron lo suficientemente imprudentes como para construir sus amplificadores con otros transformadores generalmente pagaron la penalización de la inestabilidad o la oscilación. Durante un tiempo, la razón por la que un transformador funcionaba bien y el otro no siguió siendo un misterio, pero se creía que la causa podía ser el desequilibrio de capacidades entre cada extremo del devanado y tierra.
Se obtuvo un cien por ciento de retroalimentación negativa conectando los extremos del devanado secundario directamente a los cátodos de los tubos conductores. La retroalimentación positiva interna se transmitió desde cada ánodo del tubo conductor a la rejilla de la segunda etapa. La polarización de los tubos de control se obtuvo insertando una resistencia con derivación entre la derivación central (es decir, una derivación de 4 ohmios) del devanado secundario del transformador de salida y la tierra, de modo que todo el devanado secundario tuviera un potencial constante igual a la tensión previa del cátodo del sistema de control. Si la salida del altavoz estaba en cortocircuito con el chasis del amplificador, la polaridad se alteraba y normalmente se producían oscilaciones. Sin embargo, las líneas de los altavoces no suelen estar conectadas a tierra, y esto resultó ser un gran inconveniente..
El inversor de fase no se incluyó en el bucle de retroalimentación negativa para minimizar el número de pasos en el bucle. Se usó una etapa de par de cola larga para la inversión. En general, se consideraba que este circuito era bastante lineal, por lo que colocarlo fuera del circuito de retroalimentación negativa no causaría un aumento significativo en la distorsión.
Aunque el rendimiento del amplificador fue bastante bueno, la distorsión resultó ser un poco más alta de lo esperado. Dado que la única fuente real de distorsión podría ser el inversor, se probó en detalle, cuyos resultados fueron sorprendentes en algunos aspectos:
- Si la ganancia se define como la salida total medida entre los ánodos dividida por la entrada total entre las rejillas, entonces la ganancia del inversor acoplado al cátodo es la misma que la de una sola lámpara que funciona en condiciones comparables.
- Debido al alto voltaje de CC en los cátodos de las lámparas, la señal de salida es algo limitada antes de que la distorsión se vuelva excesiva.
- La curva de distorsión de esta etapa tiene la forma típica de un circuito sin degeneración, lo que sugiere que no hay mejora en la linealidad debido a la degeneración.
Ya era seguro que el inversor es la principal fuente de distorsión en el amplificador. Para reducir esta distorsión, el inversor tendría que incluirse en un circuito de retroalimentación negativa, pero no se sabía qué efecto tendría la retroalimentación positiva de alrededor de un grado sobre la distorsión que surge en las etapas anteriores. Esta falta de conocimiento, combinada con el deseo de explicar la inestabilidad en el amplificador con cambios menores en algunos componentes, indicó la necesidad de seguir trabajando en amplificadores que utilicen retroalimentación positiva y negativa combinadas.
Estos sistemas ahora han sido estudiados bastante a fondo. El artículo describe en detalle el trabajo realizado y describe el amplificador mejorado resultante..
Análisis de amplificadores con retroalimentación negativa y positiva
El diagrama de bloques de un amplificador que usa retroalimentación negativa global y retroalimentación positiva local se muestra en la Figura 1. Se puede suponer que cada bloque de amplificador consta de cualquier cantidad de etapas, y G y β, que representan ganancia y coeficiente de retroalimentación, pueden considerarse tan generales como las variables complejas.
Figura 1. Amplificador con retroalimentación negativa global y positiva local.
Un análisis simple muestra que la ganancia del circuito es:
(1) |
En el presente caso, β2 es retroalimentación positiva y β1 es retroalimentación negativa; cuando se sustituyen valores en la ecuación (1) se debe usar el signo apropiado (+ para retroalimentación positiva y - para retroalimentación negativa).
En el análisis habitual de este tipo de amplificadores, se considera que la realimentación positiva se ajusta de forma que G2β2 = + 1,0 de forma que cuando se elimina la realimentación negativa, el grado representado por G2 simplemente oscila. Si se sustituye G2β2 = + 1.0 en la ecuación (1), la expresión resultante es:
(2) |
Este es el resultado que se obtendría para un amplificador de retroalimentación regular si su ganancia fuera infinita.
El efecto de la retroalimentación positiva sobre la distorsión introducida por cada etapa se puede encontrar suponiendo que el voltaje perturbador δ se aplica a las salidas de las diferentes etapas y encontrando el voltaje producido en el mismo punto mediante un análisis similar al utilizado para derivar Ecuación (1). Se obtienen los siguientes resultados:
- Para la perturbación δ introducida en la salida G1 o G3, se genera en el mismo punto una tensión del siguiente valor:
Si G2ß2 se configura para que sea solo +1.0, entonces la expresión se simplifica a -δ mostrando que la distorsión introducida en cualquier lugar excepto el grado alrededor del cual se introduce una retroalimentación positiva se elimina por completo. - Para la perturbación δ introducida en la salida G2, la tensión generada en el mismo punto tiene el siguiente valor:
Si se elige G2ß2 G2ß2 para que sea igual a +1.0, entonces la expresión toma la forma:
y cuando esto se suma a la perturbación introducida δ, la suma es:
lo que significa reducir la distorsión en un factor igual a la ganancia del bucle en ausencia de retroalimentación positiva. La ganancia del bucle debe ser lo más alta posible, incluso cuando se utiliza retroalimentación positiva, ya que se reducen las distorsiones que surgen en la medida en que se introduce la retroalimentación positiva.
Una observación muy interesante sobre la ecuación. (1) se puede hacer inmediatamente. Suponga que la red de retroalimentación interna está realmente organizada de tal manera que G2ß2 = + 1.0 en todas las frecuencias desde cero hasta el infinito. La ecuación (1) luego se simplifica perfectamente a la ecuación. (2); es decir, la ganancia total es completamente independiente de las G individuales (incluso si pueden ser complejas) y es simplemente la inversa de la característica de retroalimentación negativa. sin embargo, ß1 se puede mantener constante en un rango de frecuencia extremadamente amplio; por supuesto, si se desea, a frecuencia cero y también a radiofrecuencias. Entonces debería ser posible obtener una respuesta plana y uniforme de todo el amplificador, incluso con etapas internas, y especialmente con un transformador de salida muy pobre. No surgirían problemas de inestabilidad, excepto si ß1 llegara a ser cero, lo que, como hemos visto, puede ocurrir en frecuencias mucho más altas que las de interés en el campo del audio. Por supuesto, con tales frecuencias, se podrían tomar medidas bastante drásticas para garantizar la estabilidad.
Desafortunadamente, el problema mismo de obtener G2ß2 = + 1.0 en un amplio rango de frecuencias parece irresoluble. No importa cuán grandes sean las precauciones, G2 caerá a altas frecuencias, por ejemplo, debido a la capacitancia entre electrodos; de hecho, esta caída a veces ocurre en frecuencias consideradas interesantes para el trabajo de audio. En el extremo inferior, es bastante posible que una retroalimentación mantenga G2ß2 = + 1.0 en el valor de c.c. Los resultados de tal ensayo, sin embargo, son bastante peculiares.
El valor de G2ß2 = + 1.0 provoca una oscilación del grado representado por G2 (en ausencia de otros factores), por lo que esta etapa puede considerarse un oscilador de banda ancha desafinado por ahora. Ahora el efecto de mantener G2ß2 = +1.0 a DC. es la expansión del rango de oscilación a corriente continua; es decir, el grado se convierte en un oscilador no solo a.c. pero también d.c .. (Ampliando la definición de corriente alterna. un oscilador es un dispositivo que generará una corriente continua - voltaje sin una entrada externa). Los experimentos han demostrado que esto es lo que sucede con la retroalimentación positiva y que la corriente continua, el voltaje que surge, satura la etapa, haciéndola ineficaz para amplificar la corriente alterna.
Por ejemplo, en la Figura 2 se muestra una etapa típica de "empujar-jalar" de retroalimentación positiva.
Figura 2. Etapa "push-pull" con retroalimentación positiva.
Inmediatamente puede ver su similitud con un multivibrador. De hecho, la única diferencia es que la retroalimentación positiva se controla en el punto donde recién comienza la oscilación, mientras que en el multivibrador la retroalimentación positiva se extiende a CC. Al eliminar los capacitores de bloqueo, la etapa se convierte efectivamente en un circuito disparador incapaz de pasar la señal de CA.
La conclusión es, por supuesto, que en todos los casos prácticos G2ß2 debe caer a frecuencias bajas y altas, llegando a ser menos de +1.0. Por lo tanto, se debe realizar un estudio de respuesta de frecuencia G2 con retroalimentación positiva con una señal alterna para poder controlar esta respuesta y evitar la inestabilidad del amplificador final.
Calificaciones con comentarios positivos
Considere un amplificador de retroalimentación positiva (Fig. 3) y sea ß constante con una frecuencia de cero a infinito, mientras que G cae 6 dB por octava por debajo de la frecuencia ω1 = 1 / T1 y por encima de otra frecuencia ω2 = 1 / T2. Entonces ß puede considerarse una cantidad real, mientras que:
(3) |
T son constantes de tiempo y s es el argumento de la transformada de Laplace.
Figura 3. Amplificador de retroalimentación positiva.
Utilizando el análisis de retroalimentación habitual, la función de transición de bucle cerrado es:
(4) |
Ahora hacemos las siguientes sustituciones: T2 = T, T1 = aT y Gß = K, que transforman la ecuación. (4), después de expandir el denominador, a:
En el caso típico de retroalimentaciones positivas, K está en torno a 1,0 y a es mucho mayor que 1, por lo que podemos usar la fórmula como una aproximación:
(5) |
Para encontrar la forma de la característica de transferencia, s se reemplaza por jω y se calcula la magnitud del módulo resultante:
(6) |
donde B = (1-K). Dado que la expresión en la ecuación (6) contiene solo la ganancia B2, permanece sin cambios si -B se sustituye por + B; es decir, la característica de transferencia será la misma si K es 0,95 o 1,05. El hecho de que el cambio de fase sea diferente en los dos casos es irrelevante en el presente caso.
Ahora que μ ≠ 0, la ganancia descrita por la ecuación (6) tiende a infinito cuando el denominador de la expresión tiende a cero. Para encontrar el valor que debe tener B para que la ganancia sea infinita para una determinada frecuencia, ponemos el denominador a cero y obtenemos:
que es real y positivo solo cuando B = 0 o μ2 = 1 / a.
En otras palabras, cuando se conduce una retroalimentación positiva alrededor del amplificador y se ajusta de manera que la oscilación apenas comienza, esta oscilación ocurre en una frecuencia que está en la media geométrica de las representadas por las dos constantes de tiempo del amplificador. Entonces, lo que generalmente se considera un oscilador no sintonizado de banda ancha es en realidad un oscilador sintonizado. La ecuación (2) se derivó de la ecuación (1) reemplazando G2ß2 = + 1.0. Ahora es evidente que este estado y las conclusiones extraídas de él solo pueden ocurrir para una frecuencia del amplificador, a menos que ß2 = ß2 (jω) = 1 / G2 (jω) para más de una frecuencia.
La forma de la característica de transferencia para un amplificador típico con retroalimentación positiva seleccionada para que K = 1.0 se muestra en la Figura 4.
Figura 4. Características de transferencia de una sola etapa con y sin retroalimentación positiva.
Características crece para:
y desciende por:
en 6dB por octava excepto para el área de frecuencia media geométrica f1 y f2 donde la ganancia aumenta hasta el infinito y, por lo tanto, también aumenta la pendiente de la forma de onda.
Se puede demostrar que si la función de transferencia del amplificador tiene una forma diferente, por ejemplo, de modo que la respuesta en cada extremo cae 12 dB por octava, la respuesta de retroalimentación positiva permanece sin cambios excepto en la vecindad de donde la ganancia relativa es uno. Por esta razón, no es posible cambiar significativamente la forma de la respuesta cambiando la transmitancia del amplificador.
Si consideramos otro caso en el que la respuesta de frecuencia del amplificador es plana desde cero hasta una frecuencia infinita y el factor de retroalimentación cae de la misma manera que se supuso para el amplificador en el primer ejemplo, la respuesta general permanece sin cambios excepto en las áreas por encima de 1/T2 y por debajo de 1/T1. Una vez más, una parte importante de la curva se mantiene sin cambios.
Estas son propiedades valiosas. Usándolos correctamente, puede diseñar un amplificador con retroalimentación negativa y positiva que muestre una mayor estabilidad y menos distorsión que la que se puede lograr solo con retroalimentación negativa. El diseño de dicho amplificador se presenta en el próximo capítulo..
Diseño general del amplificador
En un amplificador de tres etapas con retroalimentación negativa global que cubre todo el circuito, incluido el transformador de salida, ciertamente se producirán oscilaciones a cierta frecuencia en la que el cambio de fase del bucle es de 180 grados si la ganancia del bucle a esta frecuencia es igual o superior a uno. Un problema en el diseño de un amplificador de este tipo siempre ha sido dar forma a la respuesta de frecuencia en las frecuencias operativas extremas de tal manera que la ganancia del bucle sea menor que uno cuando el cambio de fase sea de 180 grados. Esto se puede lograr de varias maneras. Uno de ellos es la introducción de un circuito de corrección de fase. Otra es disponer las etapas de tiempo constante de modo que dos de ellas estén alineadas a las frecuencias extremas, y la tercera tenga una característica de transferencia que caiga gradualmente (6 dB por octava) hacia las frecuencias bajas y altas. De esta forma, el cambio de fase se puede mantener a 90 grados hasta que la ganancia del bucle sea inferior a uno.
El primer método tiene la desventaja de que la respuesta del amplificador de audio puede depender de la naturaleza de la carga, por lo que un circuito con corrección de fase constante puede funcionar satisfactoriamente para una carga y no evitar la oscilación para otra. No todos los altavoces son iguales. El segundo método se puede utilizar para construir un amplificador completamente estable en cualquier rango de carga predeterminado. La retroalimentación positiva es la forma perfecta de aplicar el segundo método al diseño de amplificadores.
Los pasos del diseño práctico de un amplificador de audio completamente estable con retroalimentación negativa global y positiva local son:
- Un amplificador se construye con al menos tres etapas (entrada, controlador y salida). El lazo de retroalimentación negativa global se cierra y la ganancia del lazo se ajusta (controlando la ganancia de una de las etapas) hasta que el amplificador no muestre signos de inestabilidad cuando la peor carga deseada se conecta a la salida. Esta carga generalmente consistirá en una resistencia de tamaño adecuado desviada por un capacitor tan grande como puede ocurrir cuando el amplificador está en uso.
Se puede usar una ligera corrección de fase para estabilizar este amplificador, pero el amplificador no debe excitarse incluso en su ausencia. La estabilidad puede considerarse adecuada cuando el pico de alta frecuencia no supera los 2 dB. - El circuito de retroalimentación positiva ahora está cerrado y las constantes de tiempo del circuito de retroalimentación se seleccionan de modo que el pico de alta frecuencia no supere los 2 dB. (Los comentarios sobre los picos de alta frecuencia también se aplican a los picos de baja frecuencia). Bajo estas condiciones, el amplificador no es necesariamente menos estable que con retroalimentación negativa sola.
Cuando en el paso 1 se ajusta la ganancia del bucle para evitar la inestabilidad, se encontrará que la ganancia final del bucle es bastante pequeña. De hecho, si la caída máxima en los agudos de un amplificador de bucle abierto es de 18 dB por octava, se puede demostrar que la ganancia del bucle generalmente no puede exceder 1,8 antes de que el pico de alta frecuencia supere los 2 dB. Un amplificador de retroalimentación completamente estable con más de dos etapas a menudo necesita tener una ganancia de bucle bastante baja. Esto no impone ninguna limitación a la ganancia del amplificador, porque si G es la ganancia de un amplificador en lazo abierto y ß es el factor de realimentación, entonces la ganancia del lazo es Gß, mientras que la ganancia del amplificador es:
Entonces, si el producto de Gβ es fijo, aún se puede obtener cualquier valor de A ajustando G. Por ejemplo, si la ganancia del bucle se establece en 1,8, la ganancia total será 0,36G. Si la ganancia total va a ser 25, G debe ajustarse a alrededor de 70. Con un amplificador de retroalimentación negativa tan completamente estable, la distorsión introducida en las distintas etapas, por supuesto, se reducirá solo ligeramente (en un factor de 2,8 en el ejemplo). Contrariamente a este razonamiento, se concluye que los amplificadores de retroalimentación negativa que tienen altas ganancias de bucle y cuyas distorsiones se llevan a un valor bajo suelen ser inestables.
Que la introducción de retroalimentación positiva ahora no necesita causar ninguna inestabilidad adicional es evidente a partir de la curva de transferencia típica en la Figura 4. Una pendiente de 6 dB por octava en respuesta corresponde a un cambio de fase de 90 grados que es insuficiente para causar la oscilación. . Controlar la retroalimentación positiva para evitar que todo el amplificador se vuelva inestable simplemente significa que la ganancia relativa del circuito de retroalimentación positiva debe ser 1 en el punto donde la respuesta del amplificador de retroalimentación negativa comienza a aumentar debido al cambio de fase.
El trabajo presentado hasta ahora muestra que la razón de las dificultades con la inestabilidad de los primeros circuitos amplificadores fue la falta de control del punto de corte de alta frecuencia para el circuito de retroalimentación positiva. Esto podría remediarse por varios medios, pero el problema de distorsión relacionado con el inversor persiste de todos modos.
Diseño de amplificador práctico
Hay muchos diseños de amplificadores posibles con retroalimentación negativa y positiva. Antes de comenzar a definir el esquema, el diseñador debe establecer los principios básicos que, según su propia experiencia e investigación, conducen a su juicio al buen funcionamiento del sistema.
Para este amplificador, las reglas básicas que se deben seguir son las siguientes::
- SLa etapa de salida debe ser "push pull".
- Los tubos de salida deben ser accionados por seguidores catódicos.
- El devanado secundario del transformador de salida debe operar en modo desequilibrado (SE).
- La retroalimentación debe hacerse con circuitos resistivos únicamente.
- El rendimiento del amplificador no se verá afectado por cambios (dentro de un rango razonable) en la carga y/o impedancia de la fuente de señal.
Con la excepción de la regla número 4, las razones de la mayoría de estas reglas son bastante obvias. La razón de la regla 4 es que los amplificadores de retroalimentación son bastante sensibles a la distorsión introducida en el punto de entrada de retroalimentación. Cuando la retroalimentación regresa del transformador de salida al cátodo del tubo de entrada, la no linealidad del voltaje del cátodo de la rejilla aparece como distorsión en la salida del amplificador. Por esta razón, el presente amplificador combina la retroalimentación con una señal de entrada en una red resistiva.
Utilizando los criterios anteriores, el autor construyó el amplificador que se muestra en la Figura 5 de acuerdo con el diagrama de la Figura 6.
Figura 5. Vista trasera del amplificador.
Figura 6. Diagrama de un amplificador de potencia de 50 vatios.
La etapa de salida push-pull se basa en válvulas 6CA7 de prevoltaje constante que funcionan en una configuración de carga compartida con un transformador de salida Triad HSM-189 de 25 vatios. Las rejillas 6CA7 están acopladas directamente a los cátodos 12AT7 (con preclip constante). Esta conexión elimina los grandes condensadores de acoplamiento que, de lo contrario, serían necesarios para las lámparas 6CA7 debido a la baja resistencia permitida en el circuito de la red. También reduce la carga en el inversor de fase, lo que le permite operar con una distorsión mínima.
El inversor de fase está acoplado directamente a la etapa amplificadora anterior. La retroalimentación se aplica a la rejilla de la etapa del amplificador desde dos fuentes: retroalimentación negativa del devanado secundario del transformador de salida a través de una resistencia de precisión de 1 megaohmio y retroalimentación positiva a través de un capacitor de 0,047 mfd de un regulador de 5 MHz sin pasar por los ánodos del inversor de fase. Una resistencia de precisión de 40 000 ohmios en serie con la rejilla de entrada del amplificador completa el circuito de retroalimentación.
La influencia de los cambios de impedancia de la fuente de señal en la retroalimentación se elimina mediante la etapa de entrada del seguidor de cátodo, que está fuera de ambos bucles de retroalimentación. La resistencia de cátodo está conectada a un voltaje negativo bien filtrado, no a tierra, lo que permite el uso de una resistencia de cátodo grande y minimiza este grado de distorsión.
La retroalimentación positiva se establece inicialmente rompiendo el ciclo de retroalimentación negativa y ajustando el potenciómetro de 5 megaohmios hasta que la combinación de amplificador-inversor comience a oscilar. El interruptor de botón conecta la bombilla de neón de un ánodo inversor de fase al otro y simultáneamente desconecta los tubos de salida para evitar daños a estas lámparas y al altavoz al ajustar la retroalimentación positiva.
La configuración experimental utiliza una regulación de 50 ohmios en el circuito del cátodo de las lámparas de salida para equilibrar la corriente del cátodo. El equilibrio es facilitado por dos medidores de 100 insertados permanentemente en el circuito. El ajuste de polaridad constante permite que las corrientes de cátodo del 6CA7 varíen en el rango de aproximadamente 20 a 60 miliamperios.
Excepto por la retroalimentación positiva, no se hace ningún esfuerzo particular para lograr una alta ganancia en ninguna de las etapas del amplificador. Contrario; Sin condensador de derivación, la resistencia del cátodo del amplificador desequilibrado garantiza una baja ganancia.
La alimentación del sistema es convencional. Utiliza un rectificador 5V4 con filtrado R-C mínimo. El voltaje negativo de polaridad constante se obtiene de la derivación de 70 voltios del transformador a través de un rectificador de silicio y un filtro RC. Se ha encontrado que el filtrado C es necesario para minimizar el zumbido en la salida del amplificador.
Ajuste y rendimiento del amplificador.
Cuando se centró el regulador de retroalimentación positiva (resultando en cero retroalimentación positiva) y se cerró el circuito de retroalimentación negativa, la medición de las características de respuesta de alta y baja frecuencia no mostró picos en el rango de alta frecuencia. Se presionó el botón para desconectar las etapas de salida e insertar la lámpara de neón en el circuito, y se ajustó el control de retroalimentación positiva hasta que la lámpara de neón indicó que las etapas alrededor de las cuales estaba conectada la retroalimentación positiva estaban oscilando. Se ha soltado el botón, los tubos de salida están equilibrados a 50 mA cada uno y el amplificador se ha puesto en servicio durante un mes para garantizar que todas las etapas se hayan calentado y estabilizado correctamente. Después de este período, el amplificador fue sometido a una serie de pruebas para determinar su calidad.
Intercambiabilidad de tubos de electrones.
Las tres primeras etapas del amplificador están directamente acopladas. Es posible que le preocupe el efecto del reemplazo de la lámpara en el rendimiento de estas etapas. El primero (tubo 12AT7), que consta de un seguidor de cátodo y la primera etapa amplificadora, se encuentra en el punto más "sensible". En este sentido, se probaron una serie de siete 12AT7 seleccionados al azar y se verificaron los voltajes del ánodo del inversor.
Se encontró que la variación del voltaje del ánodo era grande, del orden de ± 15 voltios. La configuración inicial de retroalimentación positiva fue correcta para cinco lámparas; para los otros dos, muy poco ajuste es suficiente. Aparentemente, el amplificador puede aceptar una amplia variedad de válvulas 12AT7 en la etapa de entrada mencionada.
La misma serie de tubos se probó en la etapa de seguidor de cátodo. Solo hubo ligeros cambios en la corriente del tubo de salida; se corrigieron fácilmente ajustando el potenciómetro de polarización.
Vale agregar que el amplificador funcionó satisfactoriamente con las válvulas 6L6, 5881 y 350B en la etapa de salida. Sin embargo, la potencia de salida máxima disminuyó. Se requirió un ajuste de polaridad significativo para lograr las corrientes de cátodo recomendadas en estas lámparas.
Características de transferencia
La respuesta de frecuencia del amplificador para una carga resistiva de 16 ohmios se midió a 4 y 16 vatios. Las curvas obtenidas se muestran en la Figura 7. Muestran que el efecto de conectar un condensador de 0,022 μF en los terminales de salida es despreciable.
Figura 7. Características de frecuencia del amplificador.
La disminución de la característica a unos 10 Hz fue introducida deliberadamente por el condensador de entrada (C1 en la Fig. 6). Sin este condensador, el amplificador tendía a mantener una característica de transferencia plana hasta CC. Dado que el transformador de salida no podía manejar las frecuencias extremadamente bajas, el amplificador tendía a sobrecargarse severamente cuando se reproducían grabaciones de tocadiscos a 33 1/3 rpm.
Distorsión
La distorsión de intermodulación (60 Hz y 3000 Hz, 4:1) no fue medible a niveles bajos. Subieron al uno por ciento con una potencia de salida de 52 vatios rms, como se muestra en la Figura 8.
Figura 8. Distorsión de intermodulación en función de la potencia de salida (señales de prueba 60 Hz y 3000 Hz, 4:1).
Aparentemente, la potencia de salida del amplificador estaba limitada por los tubos de salida, no por el transformador de salida. Debido a la potencia de 25 vatios del transformador de salida, la respuesta de frecuencia del amplificador es, sin duda, bastante limitada a una potencia de salida de 50 vatios.
Si se requiere una respuesta de frecuencia amplia a los niveles de potencia que el amplificador solo necesitará para uso doméstico durante transitorios anormales es una pregunta que todos deben responder por sí mismos. En cualquier caso, la respuesta de frecuencia de 50 vatios se puede mejorar si es necesario utilizando un transformador de salida más grande que el utilizado.
Ruidos y distorsiones
El ruido en los terminales de los altavoces fue de 0,01 V (= 6x10-6 vatios) con la entrada en cortocircuito. Gran parte de esta exageración provino del suministro de C, que probablemente podría haberse filtrado mejor. Sin embargo, incluso con el diseño actual, el ruido es inaudible a dos pies del altavoz de alto rendimiento.
Impedancia de salida
Como es habitual en este tipo de amplificadores, la impedancia de salida es de aproximadamente cero ohmios en todo el rango audible. El factor de amortiguación infinito contribuye a la pureza de la respuesta de impulso al evitar la suspensión y el movimiento no deseado del cono del altavoz.
Sensibilidad
La señal de entrada de 1,1 V impulsa el amplificador a 50 vatios de potencia de salida, con control de ganancia de entrada abierto.
Pruebas de escucha
Hasta ahora, se han realizado pruebas de audición en una docena de oyentes críticos. Aunque las pruebas se realizaron por separado, la mayoría de los oyentes usaron la palabra "transparente" para describir la reproducción.
LISTA DE ARTÍCULOS
R1 250,000 potenciómetro
R2 22,000, ½ W
R3 40,000, 5 W, resistencia de alambre
R4 220,000, ½ W
R5 6800, ½ W
R6 1 M, ½ watt
R7 150,000, ½ W
R8 5 M potenciómetro
R9, R10 330,000, ½ W
R11, R12 1 M, ½ W
R13 12,000, ½ W
R14 25,000 potenciómetro
R15 47,000, ½ W
R16, R17 15,000, ½ W
R18 50 potenciómetro
R19 1 M, 1 W
R20, R21, R22 27,000, 2 W
R23 1000, 1 W
R24 4700, ½ W
C1 .047 μF, 400 V
C2 0.33 μF, 400 V
C3, C4 0.1 μF, 600 V
C5 .047 μF, 400 V
C6, C7, C8 40/30/30 μF, 475 WV
C9, C10, C11 20 μF, 150 WV
V1, V2, V3 12AT7
V4, V5 6CA7
V6 5V4
CR diodo, 200 PIV min., ½ amp (Sarkes-Tarzian F-2 or equiv.)
T1 transformador de altavoz, 6600 ohms to voice coil, triad HSM-186
T2 transformador para alimentar el amplificador, 700 V CT, 150 mA 70 V tap, Triad HSM-241
M 0-100 mA miliamperímetro
SW d.p.d.t. interruptor de resorte
NE nE-10 bombilla de neón
1 Boegli, Charles, A 35-watt “Infinite-Feedback” Audio Amplifier, Radio and Television News, July 1954, p. 39.
Boegli, Charles, A 13-watt All-Triode “Infinite-Feedback” Amplifier, Radio and Television News, November 1955, p. 68.