电子管放大器“ Concertino”


照片和描述-Marcin Sławicz

项目的开始

  在过去的两年里,建造自己的电子管放大器的想法一直困扰着我。我不是狂热的发烧友,使用“普通”固态设备对我来说已经足够了(我总是更喜欢听音乐而不是设备)。但是,现在,我的旧放大器已经开始遭受老年病的折磨,尽管我可以对其进行再生,但是仍然有很大的机会来开展电子管业务。

  刚开始时,我考虑的是仅基于三极管的设计,但是拒绝SE电路有太多缺点。可以在Lynn Olson网站上找到有关带直接灯丝三极管的推挽放大器的非常有趣的描述。值得一看,因为他的项目中使用了非常有趣的解决方案。然而,所描述的放大器具有主要缺点-成本(主要归因于300B或2A3电子管和级间变压器)。所以我不得不进一步看。

  我的注意力吸引到了间接加热的6AS7双功率三极管,它曾经主要用于电源电路,但也非常适合用作音频放大器输出级中的电子管。电子管的成本将低得多,但是由于电压增益系数低,在这种情况下,必须使用昂贵且难以获得的级间变压器或并联的两个或多个三极管。拉斯·萨德(Russ Sadd)先生在他的网站上描述了一个带6AS7三极管的推挽放大器。

  我的项目花了几个月的时间,在此期间,我逐渐确信,成功的功率放大器不必在输出级使用三极管。我开始考虑在超线性配置中使用在增益级工作的四极体。这种电路结合了三极管声音(低失真)与四极管和五极管的高效率和稳定性的优点。我可以选择6L6 / 5881,KT66,KT88 / 6550电子管,这些电子管通常用于吉他放大器和Hi-Fi设计中。

  我的项目的另一个阶段是搜寻网络以选择基本的放大器电路。放大器不应该复杂,因为复杂的电路不能保证高音质,并且测量可能性有限,因此可能很难启动。批量生产的设备必须确保生产的可重复性以及后续操作过程中参数的相对稳定性。为自己设计放大器时,通常可以采用快捷方式,而不必担心后续服务。

  我的选择取决于一种众所周知的布局,该布局已经在全球成千上万的家庭中进行了测试。这将是D.T.的下一个版本N.威廉姆森。基于这种著名的电路,几乎每家以前生产电子管放大器的公司都或多或少地提供了产品。您可以在Internet上找到数百篇描述Williamson放大器不同品种的文章。因此,让我们今天利用这些丰富的经验。

设计假设

  1947年,威廉姆森先生推出了放大器电路,这是在追求高质量声音再现方面的真正突破。 该放大器的最典型元件是分流负载分相器,并使用变压器来传输2Hz÷60,000Hz范围内的信号(实现具有闭合反馈环路的放大器稳定性的必要条件)。

  实际上,Williamson放大器的所有级都非常简单,但同时它们可以完美地相互配合,从而确保了相对较低的信号失真。 然而,该系统具有一些缺点,在接下来的几年中人们努力进行改进。 下图显示了1949年版放大器,其中标有组件值。

  输入级,反相器和控制级通常建立在6SN7、6CG7或12AU7(ECC82)电子管上。错误选择了它们的工作点,这导致在额定功率一半时产生2%的谐波失真。对系统进行适当的修改可以使失真达到波形削波水平的不超过0.5%。

  尝试演奏强劲的低音时,放大器的第一个版本听起来太柔和。这是由于不良的电源滤波。增加滤波和去耦电容器的容量不仅改善了脉冲的传输,还改善了放大器的稳定性。

  另一个不是最好的主意是在输出级中使用一对四极管,并在三极管中连接一个公共阴极电阻,并且不进行电容去耦。这种布置大大限制了输出功率和良好的高频传输。更好的电路是1951年由David Hafler和Herbert Keroes提出的超线性放大器,该放大器可以在相似的输出功率和全局反馈参数的情况下获得低得多的失真。幸运的是,超线性功率级可以与其余的Williamson放大器级完美匹配。

  在阅读了许多(很容易获得)文章并分析了类似放大器的更多原理图之后,基本的设计假设逐渐浮出水面:

  • 基于Williamson放大器修改版本的拓扑。
  • 负载分相逆变器。
  • 超线性系统中的功率级。
  • 一个简单的电源,可确保放大器“软启动”。

在说明书的另一部分中,将讨论“协奏曲”放大器的各个部分。

放大器输入电路

  放大器的前两个阶段-输入放大器和分相器-应该一起考虑。

  在最初的Williamson放大器图及其几乎所有后续版本中,输入级在共阴极系统中使用电子管,该电子管具有局部反馈和向阴极馈送的全局反馈信号。阳极的输出信号直接进入分布式负载系统中分相器的输入。为了使分相器正常工作,其电网必须具有相对较低的电压(该级电源电压的25÷35%,即通常为90÷100V)。这给第一个真空管造成了非常不利的工作条件,尤其是6SN7管,它在150÷250V的阳极电压下工作得更好。文章“ Williamson电子管放大器修改”提供了一种通过更改两个电子管的工作点和电源电压来改善这种情况的方法。

  具有分流负载的相位逆变器尽管保留了两个输出波形的完美对称性,但具有非常低的电源纹波抑制系数,并且两个电路的输出阻抗均存在显着差异。第二个缺点是在放大器的第三级(功率级驱动器)中有效地消除了,而低PSRR系数可以通过适当修改放大器的前两级来改善。

  John Broskie在《 TubeCad Journal》(1999年4月)中描述了该问题的解决方案,并在他的“合气道”放大器系列中使用了该解决方案。相分离器的低PSRR在这里被视为一个优势,并有助于很好地抑制放大器的前两级电源的纹波。这样做的目的是有意将干扰引入电路中,以便在输出端获得不受干扰的波形。

  如果设置第一电子管的工作点,以使阳极的直流电压为该级电源电压的一半,则在输出端会出现被6dB(半幅值)抑制的网络纹波。纹波将通过电容器C1传递到第二电子管的栅极,并且在第二级阴极处呈重合,而在第二级阳极处呈反相。但是,在该系统的阳极上,还会出现兼容阶段直接从电源流出的波纹。将这两个波形相加后,将为阳极提供与第二级阴极上的信号相似的相位和幅度的波形。结果不是差分波形,而是将在下一个放大器级中抑制的公共波形。当然,该系统不仅抑制了波纹,而且抑制了电源电路的任何干扰。

   上图显示了前两个放大器级的网络纹波抑制的仿真(显示的所有波形均不含直流分量)。为了使最终结果给出可测量的波形,电源的纹波幅度被夸大了(60V),并且滤波能力被大幅度降低。该图显示了第一级电源纹波幅度为0.95V。第二级输出的差分信号不超过37mV,因此网络纹波抑制达到28dB的值。为了进行比较,传统威廉姆森电路的输入级的纹波阻尼仅为十几dB左右。

   上述系统具有另外两个优点。电阻器R4和R5允许您方便地设置第二个真空管的工作点,这将使获得反相器的最大输出振幅成为可能(通常设置R4 = R5)。这些电阻可能非常大(约为几兆欧)。

   如果R2和R6的值相同,则前两级将形成具有恒定电流消耗的电路(流经电阻R9的电流不变)。当放大器由输入波形驱动时,此条件将确保前两级电源的最大稳定性。

   最后一张图显示了Concertino放大器的前两个阶段的布局。放大器第一级阴极电路中的电位器可以使在第二级输出之间测得的差分干线纹波信号最小化(应在V1B管的阳极电势处产生,等于第一级电源电压的一半)在没有闭环反馈的情况下,第一级的增益约为10,而在有反馈的情况下,增益刚好超过2。在前两级中使用双ECC82三极管。

放大器控制级

  在放大器的第三阶段-最后阶段的驱动器-没有什么大的惊喜。它是具有公共阴极电阻的差分放大器。与阴极电阻并联增加一个电容器不会实质上改变电路的工作,但是会不必要地增加级失真(级对称性的恶化)。

  在该阶段选择管子可能是个问题。威廉姆森(Williamson)提出的6SN7电子管为前级加载了相对较大的输入容量(大约70pF)。对于低阻抗反相逆变器阴极电路而言,这不是问题,但对于阳极电路而言,它会降低高频增益。尽管驱动器很好地解决了这个问题,但是值得考虑使用具有较小栅极阳极容量的真空管。

  ECC82就是这样的电子管。但是,它还有另一个主要缺点。控制级必须能够将波形放大到30V÷35V的值。在这样的幅度下,ECC82电子管会产生相当大的失真,约为6SN7的2.5倍。因此,设计不良的Williamson放大器在削波波形之前可能没有反馈环路就达到5%÷10%的失真(而且大多数失真来自驱动器级)。

  6SN7电子管即使在小得多的振幅下也显示出其优势。最后,我决定使用6SN7EH电子管(等效于带有红色底座的旧RCA 5692)。在这些电子管上建立的控制级的增益约为16。

  在许多普通的示意图中,阴极电阻R16的值太小(例如220Ω或390Ω),这不利地决定了电子管的工作点(Ugk = -2V÷-3V)。由于控制级必须能够为电子管提供约70Vpp的电压功率,因此6SN7电子管的电网电压变化将超过4Vpp。为了使这些管的栅极不落在正电压范围内,将Ugk设置为-4V或更安全。

  在某些放大器中(同样在原始的Williamson放大器原理图中),电源电压通过附加的电位计施加到阳极电阻R17和R18,这有助于调整AC波形的电路对称性。实际上,该电路可以很好地应对轻微的波形不对称,并且使用两个相等的阳极电阻就足够了。

输出阶段

  根据Hafler和Keroes在1951年的建议,Concertino放大器的功率级将是超线性的。

    与四极管/五极管系统相比,超线性系统中的功率电子管将获得约75%的功率,并且在可比的工作参数下,其功率至少是三极管系统的两倍。由于低失真和更好的阻尼系数,在超线性系统中获得的声音类似于从三极管放大器获得的声音。超线性电路非常适合Hi-Fi放大器,在吉他放大器中使用较少。

  推荐用于超线性系统的电子管通常是PL36、6V6GT,6973、5881 / 6L6GC / 7591,KT66,KT88 / KT90、813。EL34、6CA7和EL84三角架的声音虽然不经常使用,但音质稍差。我的选择落在目前由JJ电子公司生产的6L6GC四极杆上。

  另一个问题是功率管极化系统的选择。固定偏置将提高放大器的效率,并使调整功率级的静态电流更容易。该系统的经济性实际上是不存在的,因为有必要构建一个用于生成和调节负偏置电压的系统。自动偏置电路易于实现,并且被许多人认为听起来更好。具有自动极化功能的电子管可以更轻柔地进入削波范围,这对于大声聆听和无效的扬声器可能很重要。

  我使用的输出级管的偏置电路具有一种简单而有效的静态电流对称化机制,这种机制在最初的Williamson和后来的设计(例如Heathkit)中都可以找到。电子管的工作等级为AB1(A类最高可达10W)。电阻器R25的值用于设置两个电子管的静态电流(阴极电流之和约为120mA,在430V的阳极电压下,它将释放每个电子管中约23.5W的剩余功率)。 R32线电位计使两个电子管的静态电流相等(阴极应具有相同的电势,这足以近似于电子管的相同阳极电流的条件)。功率管阴极电路中的阻塞电容器可能会稍微影响输出级的失真程度(这种方式取决于所使用的电路和功率管)。在某些设计中,省略了这些电容器,但在AB类中必须使用它们。

  根据Williamson的建议,输出变压器的带宽应为2Hz÷60,000Hz。要获得具有正确参数的变压器并不容易(出售的许多音频变压器在设计时都考虑了吉他放大器)。最后,我决定不冒险购买久经考验的TG36环形变压器,该变压器由Amplifon出售,并以非常相似的方式用于其WL36和WL25放大器。变压器具有多段绕组,超线性抽头,阳极之间的标称阻抗为6.6kΩ(因此适合与6L6GC电子管配合使用)。

  在超线性系统中,这一级的增益约为抽头一次绕组的43%,约为9。放大器应轻松地为每个通道提供大约25W的功率。因此,以约87dB / W / m的效率驱动我的小型显示器应该没有问题。

电源供应

  当前,使用简单的电源变压器,半导体桥和一组滤波电容器来供电似乎是最简单,最合适的解决方案。然而,这样的系统产生高开关噪声,并且需要使用附加的延迟阳极电压连接。那么,为什么不求助于古老的成熟技术并立即解决几个问题呢?

  因此,我将使用带有LC滤波器的管式整流器。直接加热的整流器不适合-在这里,也需要延迟启动系统(缺少这样的系统是Williamson原始设计的严重缺陷)。在间接加热管中,可以选择例如5AR4 / GZ34。但是,一个电子管不会同时处理两个通道-必须使用两个电子管,以便不超过允许的工作参数(平均电流消耗为270mA,峰值消耗电流为1A左右)。

  读完Lynn Olson的书页后再次获救。像奥尔森一样,我将使用两个6D22S抑制二极管来整流电流。每个都只有一个阳极,因此全波整流器需要两个管。它们有其缺点:较大的插针(较不易接近的插口),并且在灯的上部带有一个阴极的阴极连接。相反,它们具有极低的开关噪声,极低的正向电压(15V),极高的峰值电流(2A)和极长的预热时间(30s),从而解决了放大器软启动的问题。 6D22S电子管需要6.3V的灯丝电压。允许对系统中的所有管使用通用的6.3V绕组,但是在我的放大器中,整流管将从单独的绕组接收灯丝电流(可能会迫使这些管的阴极电位在绕组上) 。

  我将以双重П:CLCLC的形式构建过滤器。我将使用两个带气隙的扼流圈(荧光灯镇流器),电感为1.56H,电阻为48Ω,最大电流为0.37A。电源的PSU Designer II仿真显示阳极电压为428V,纹波为2.46mV。在单个П滤波器的情况下,我必须使用电感超过100H的扼流圈才能实现类似的效果。

  主变压器是由MKPT公司(Telto版)定做的。它是一个250VA的环形线圈,阳极电路的电压为2 * 390V,6D22S电子管的电压为6.3V,其他电子管的电压为2 * 3.15V(在中心电位上分接以最大程度地减小电源嗡嗡声)。如果我的估计是正确的,那么在负载下我应该获得大约430V的阳极电压。

放大器原理图

  该图显示了放大器的完整原理图(单击可打开详细图)。

  标记信号质量取决于其发生的位置。这与星形系统中质量分布的原理相对应。所有局部接地点都在电容器C36附近的一点处连接。同样在这一点上,信号接地连接到放大器外壳和电源的保护接地。

  电阻器R22和R23提供全局负反馈信号。开环放大器的增益约为90。在闭环反馈环路中,增益降至20以下。环路的深度(显示值为13dB)由R22和R23电阻器的值(即R3和R4电位器的设置也会受到影响)。对于幅度约为1V的输入信号,可以完全控制放大器(25W功率),因此从典型的声源(CD,调谐器,磁带录音机)驱动放大器不会有问题。

  输出变压器次级绕组的引脚之间的Zobel电路提高了放大器在高频下的稳定性(在断开负载时尤其重要)。

  放大器电路包括确保在超声范围内放大器的稳定性的元件。它们是电容器C3,C4,C7和C8,以及电阻器R13和R14。启动放大器时,应通过实验选择C7和C8电容的值(最小化方波再现中的交叉和振荡的标准)。

  在放大器输入端,我使用了具有线性特性的双100kΩ电位器。与电阻器R7和R8一起,可以获得指数特性的近似值(比大多数所谓的对数电位计要好得多)。 Rod Elliott在“更好的音量控制”一文中描述了这种电位计的操作。下图显示了由我测量的两个电位计的并发误差及其特性。通过选择电阻器R7和R8的值将误差最小化。在常用的响度水平(衰减60dB÷20dB)下,改进型电位计的误差不超过0.15dB。在测量工厂对数电位器时,我从未有过类似的好结果。著名的ALPS公司的电位计允许高达3dB的值并发误差。

  所示的音量控制的缺点是信号源上的负载随滑块的位置而变化。在最右端的位置,输入电阻降至约13kΩ。音量电位器滑块的输入信号也进入缓冲电路。该电路未在原理图中显示,因为它具有辅助作用(有源低音炮的信号输出)。

住房

  这才是真正的问题开始的地方。并非每个业余电子工程师都有足够的机械车间。我能够在家中做一些简单的事情,例如钻,锯和磨削自己。我将不得不将更复杂的工作外包,例如弯板或在电子管上打孔。

  在我的情况下,外壳将必须适合其余音频设备,这意味着宽度为43厘米的集成黑色结构。同时,外壳必须是简单的,并允许方便的空间组装。而且,它不能毁容并耗费巨资。

  我决定制作图中示意性显示的外壳。基本机箱将由2mm厚的弯曲钢板组成。折叠将形成前面板和后面板。侧面将由漆木制成,并永久固定在板材上。底部有一个螺钉固定-厚度为1 mm的钢板,可以进入外壳的内部。灯管和环形变压器将放置在设备的顶部,并且需要其他保护和掩蔽元件。其余的元件将安装在外壳内。

  2毫米厚的钢板构成了398毫米x 360毫米,仅50毫米高的基本底盘。薄板的偏转不是精确地成直角,而是具有相对较大的半径,然而,这对于假定的壳体结构而言不是缺陷。

  钻孔和锯切后的底盘。尽管仅是必需的孔,但已钻了100多个孔(某些元素将被粘上)。

  粉末涂料和丝网印刷后的底盘。

  准备中的侧面板。经过几次尝试,我决定使用“乌木”色清漆。

  组装好的底盘可形成坚固耐用的盒子。

安装放大器

  出于组装的目的,我建立了一个由木制元件制成的特殊安装座,底盘牢固地放置在该安装座上,这使我可以颠倒运行放大器。

  首先,我在外壳内安装了一个角钢,以进一步加固结构。在其附近,外壳必须支撑约8 kg的重量,该重量由两个扼流圈和三个环形变压器组成。然后,我安装了所有外部元件(真空管插座,插座和开关)和电源滤波器扼流圈。上图还显示了大多数焊接连接器,它们可以方便地在空间上组装电子组件。带定距套筒的连接器用环氧树脂胶粘到外壳上。

  安装变压器后,放大器的重量将近10公斤。从那时起,移动,抬起或转动这种沉重的结构已成为相当困难的任务。

  “填充”大量变压器引线是首要的组装任务。根本没有多少空间,因此必须大大缩短引线。

  6D22S二极管已经到位。通往阴极盖的导线隐藏在弯曲的铝管中。

  电源已经组装好,可以进行测试了。在中心,您可以看到上一张照片中所示的铝管的相对两端。稍微向左(在扼流圈附近)有一些焊片。这是放大器接地的中心点-因此,接地将分配到其他电路。在这一阶段,还建立了所有灯管的灯丝电路。

  电源的临时负载是5个30瓦电阻,总电阻为1800Ω。在测试期间,它们应产生超过100W的功率。

  幸运的是,第一次加电没有发生任何不必要的烟火效应。正如预期的那样,使用6D22S二极管可确保电源长期平稳地启动。系统开机后大约15秒钟出现负载上的第一伏特。然后,电压缓慢上升,直到大约35秒后达到目标值。

  两个扼流圈和两个大容量电容器(每个电容器的容量为500 µF)构成了非常有效的主电源滤波器。在滤波器输入的测试条件下,在26Vrms的纹波下测得的直流电压为462V。在439V DC的滤波器输出端,电源纹波降至低于0.5mVrms的水平。这些值与PSU Designer II程序执行的仿真结果完全一致。

  启动电源后,该安装功率级了。几乎没有要安装的组件,但其中一些组件尺寸较大,例如0.47 µF阻塞电容器,5瓦特阴极电路电阻器和100Ω线电位计(在照片的上部)。

  放大器输出级的第一次接通没有任何问题。在接通电源大约12秒钟后,阳极电压会缓慢升高(功率管已经预热并给电源加载了),并在大约40秒钟后稳定下来。由于电源的负载不完全(没有放大器的第一级),阳极电压有点太高(最终约为430V)。选择电阻器R56的值以获得功率管的适当静态电流。两个470Ω并联的电阻(每个电子管的阴极电流约为57 mA)被证明是合适的。 R5电位器使您可以有效地均衡两个功率管的静态电流(两个管的阴极电位相等)。

  连接扬声器后,我可以听到电源发出轻微的嗡嗡声。在100Hz的基频下,对放大器输出端信号的测量得出0.8mVrms的值。右图显示了变压器输出处的波形。进一步的测试证实,嗡嗡声的原因并不在于放大器组件的布置。灯丝电源电路的配置变化(包括电路的各种对称方式)和接地布线的变化都不会影响输出端的干扰水平。

    拆下输出管并在人为负载下启动放大器后,结果发现输出端的信号仍在感应(有效值降至0.5mV)。这清楚地显示了输出变压器和电源变压器之间的磁耦合。在变压器之间放置一块简单的钢板隔板,可显着降低电源的嗡嗡声。同样,改变变压器的相互位置也大大降低了嗡嗡声,但是最终我还是希望避免这种消除噪音的方法。解决该问题的方法将是使用变压器的磁屏蔽(可能将嗡嗡声降低约10dB)和使用整体负反馈(将嗡嗡声降低约十几dB)。这样,即使在使用高效率扬声器时,嗡嗡声电平也不会成为问题。

  在施工的第三阶段,组装了控制阶段。图中仅显示了构成此阶段的几个电阻器和电容器。在左侧,您还可以看到该级的电源滤波器(4.7kΩ电阻和56µF电容器)。这个放大器阶段的启动并没有带来任何惊喜。

  如您在附图中所见,该级的电源电压略高于标称电压(350 ... 360V),这是因为该电压级(尚未组装)的RC滤波器缺少负载。因此,控制级的静态电流略高于假定值,但是,这不会影响系统的正常运行。由于两个三极管参数的差异,两个分支的静态电流和阳极电压不相同。由于这是差分放大器配置,因此不可能在不破坏可变分量对称性的情况下均衡这些电流。交变信号的步进操作是正常的(完美对称)。测得的电压增益为17(略大于先前的估计值)。

  在启动放大器的最后阶段,组装并调试了电压级和分相器。在照片的顶部,您可以看到一个电位计,用于调节第一级三极管的静态电流(以获得正好是第一级电源电压值一半的阳极电压)。

  该图显示了系统中各个点的电压和电流。仅在负反馈环路闭合后,才选择补偿幅度相位特性的元素(C3和R13)。对于信号的可变分量,系统的操作是正确的。测得的第一级电压增益为9.78,分相器为0.87(在每个分支中)。由于对电源电压进行了很好的滤波(无法测量市电纹波),因此难以观察和测量合气道放大器的期望性能(操作原理可在“输入级”页面上找到)。也许稍后将电路简化为传统的Williamson设计(将需要进行比较测试)。在开环中测试的整个电路在输出端产生的噪声低,主电源嗡嗡声的电平为1.25Vrms(在扬声器中大约30cm处可以听到)。两种失真都会通过应用全局反馈来减少。值得注意的是,电源嗡嗡声保持在功率级激活后立即测量的水平。这表明在输入和控制阶段没有其他嗡嗡声源。

  下图显示了放大器电路各个位置的测试信号电压值(绿色),各个阶段的增益值(蓝色)和为各个阶段提供的电压值(红色)。开环放大器的增益为92.5。

放大器启动

  通常认为,对于超线性系统,用深度为几dB的全局反馈环路覆盖放大器就足够了。值得记住的是,所实现的系统具有许多局部反馈(在输入级,分相器和功率级屏蔽栅的电路中),即使不使用全局反馈,也可以减少信号失真。但是,例如,需要整体耦合以降低放大器的输出阻抗。

  在这一阶段,我假设全局反馈的深度为16dB,其开环增益为92.5,在给输入信号提供约1.35V幅度后,将确保放大器的完全控制。由于第一级阴极电路的电阻约为600欧姆,因此需要一个10k欧姆的反馈电阻。还包括频率补偿元件,其目标值将在启动放大器的稍后阶段选择。

  连接反馈回路后,我在声学或超声学频段没有发现任何振荡。电源干扰和嗡嗡声降低到几乎听不到的水平,但是这是无法测量的。事实证明,放大器在声带以下不稳定。输出电平在大约200mV的范围内不规则地波动,峰值频率为1Hz÷2Hz。这种“起伏”不影响声音信号的传输能力,同时用信号控制放大器也不影响波形的幅度或频率。在进行进一步测量之前,必须消除这种不稳定的原因。

  在输出功率为1W的系统中测得的变压器下限频率约为5Hz(在低于6Hz的频率下进行测试时,输出波形已经因变压器铁芯的饱和而出现了可见的失真)。它是系统的主导极点。电路的后三个极点来自耦合放大器级的RC元件,位于1.5Hz的范围内。大约1Hz,放大器输出和输入之间的相位差达到180度,并且开环增益仍然很高。这导致系统在1Hz左右不规则地振荡。解决该问题的方法是极点之间的相互分离和频率低于16Hz时开环增益的减小。我对放大器进行了以下修改:

1. 控制和功率耦合元件的值发生变化(R42 = R43 =220kΩ,C17 = C18 = 0.047uF)。这为16 Hz建立了一个新的主导极点。

2. 在输入电路中添加一个10uF电容器。这样可以使合气道系统在低于1Hz(极限频率0.016Hz)的频率下高效运行,并且使该程度的极点无关紧要。

3. 将第一级电源滤波器中C25电容器的电容值从22uF更改为100uF。这样可以将缓慢变化的功率浮动减小到1Hz左右(新的滤波器截止频率为0.16Hz)。

  更改1对于确保系统的稳定性至关重要。减小耦合到输出级的RC元件的时间常数还具有另一个预期效果-放大器从过载状态恢复更快(当控制板上的电压当电网电流超过阴极电势时,充有瞬时电网电流的电容器C17必须通过电阻器R42放电。

  在许多批量生产的电子管放大器中,最后一个RC单元的截止频率设置为很高:7Hz(Altec Lensing,Audio Innovations,Heathkit,Jolida)或16Hz(Eico,Grommes)。这为具有两个或多个电容耦合级的系统提供了足够的低频稳定性。另一方面,互联网上发布的许多威廉姆森电路(包括实用电子公司的知名电路)肯定在声带以下没有提供足够的稳定性(至少如果所使用的输出变压器的参数比由其制造的原始变压器稍差)。 (“ Partridge”公司)。

  上图显示了在开环(频率<30Hz)下Concertino放大器的幅度和相位特性。使用16dB的深度全局反馈,我获得了约45°的相位裕度和8dB的增益裕度。在使电路稳定之后,我终于能够测量放大器输出端的噪声电平。仪表显示约0.2mVrms。在对扬声器变压器进行屏蔽测试之后,噪声水平降至0.1 mV。即使将耳朵直接放在扬声器上,也无法听到干线嗡嗡声。

  现在是决定合气道输入电路相对于典型Williamson输入级是否具有实际优势的合适时机。为了减少错误,我同时进行了测量(一个通道中的合气道电路,另一个通道中的Williamson电路,在测试期间切换通道)。

  在所有测试中,合气道电路的优越之处在于其测量结果在0.15÷0.22mV的范围内,而Williamson系统在0.24÷0.50mV的范围内(其结果总是比测量结果差2÷8dB)。相邻频道)。使用变压器屏蔽时,合气道系统的噪声值降低至约0.115mV,威廉姆森系统的噪声值降低至0.175mV。这些差异明确地决定了使用合气道系统的意义。

  Williamson放大器可能还需要在高频范围内进行适当的补偿。我估计我使用的扬声器变压器的极限频率约为70kHz。这是高于声带的最低极点。接下来的极点来自控制级的“上”一半(110kHz),输入级(800kHz),功率级(1.5MHz)和控制级的“下”一半(2MHz)。有了适当的补偿,后三个对系统的稳定性就不重要了。

  如果没有补偿元件,则可以在200kHz左右和150°左右的相移处获得1的环路增益A * b。这应该确保在附加电阻负载的情况下,也可能在没有附加负载的情况下,确保放大器的稳定性(然后,高频负载的作用由连接至输出的Zobel电路承担)。测试显示了放大器在电阻负载下的真正稳定性,以及在没有附加负载的情况下的相对稳定性(由信号驱动时,放大器会振荡)。

  但是,应该预期目标负载(在输入端带有电子分频器的扬声器)将需要更大的稳定性裕度。将扬声器连接到放大器的输出会导致频率小于200kHz的振荡。连接一个以0.22uF电容器形式的负载后,会产生同样令人不安的效果-185kHz时14毫秒的振荡数据包,数据包之间的间隙为9毫秒。不管所连接的负载类型如何,放大器无疑都需要进行频率补偿以保持稳定性。

  元件R13和C3在高于声带的范围内引入延迟补偿。根据图中所示的值,电路为f = 23kHz创建一个新的主导极点,而为f = 110kHz创建一个新的主导极点。下一个极点位于f = 70kHz,其中开环增益降至约20(26dB),相移约为120°。 f = 110kHz处的第三极被补偿电路中的零消除。这样,特性下降一直保持到第四个极点,直到f = 800kHz为止的陡度为12 dB / oct。稍微高于另一极点的频率(大约90kHz)的是环路增益A * b = 1的点。此时的相移约为130°。 50°的相位裕度应确保放大器的无条件稳定性。

  图中所示的加速补偿会影响反馈电路的透射率[b]功能。 C7 = 56pF的值将f = 130kHz的极点放入该函数,将f = 11MHz的极点置于零。该补偿是不必要的,因为滞后补偿已经确保了足够的系统稳定性。然而,由于以下事实而被指示:对于更高的频率,反馈回路的操作被“加速”,并且因为它减少了所再现的脉冲中的交叉和振荡。但是,电容值太高可能会使放大器不稳定。

  在实践中,由于系统中发生的现象稍微复杂一些,因此应通过实验验证放大器的补偿元件的值,以获得所需的系统稳定性。我使用了Patrick Turner在rec.audio.tubes新闻组上多次描述的方法。

  第一步,使用反馈电路中C7电容器的假定值(当前选择值为47pF),应选择滞后补偿电路的C3电容。当放大器仅负载10nF÷4.7uF的电容时,根据连接的负载,在放大器的传输特性上会获得峰值频率。 C3的电容必须足够大,以确保峰值相对于标称电平(在1kHz时测量)绝对不超过+ 6dB,并且在声学范围(f <20kHz)中,传输特性的差异不超过1.5。偏离标称值的dB。容量为680pF的C3电容器满足了这些条件(在f = 71kHz时,最大测量峰值等于+ 4.77dB,并且将1uF电容器连接至输出)。使用C3 = 680 pF的值会将放大器的开环带宽限制为f = 17kHz(测量值)。较高的电容将为放大器电路提供更好的稳定性,但会降低仍需要的反馈效果(低于10kHz)。

  在第二步骤中,选择滞后补偿电路的电阻值R13。找到无论附加负载(标称电阻性,电容性,电感性,空载)如何,放大器都不会振荡的最大电阻值。测试应在没有信号的情况下进行,并通过使用幅度不同的方波信号控制放大器来进行。在我的情况下,R13的最大值为4kΩ。

  当寻找最大值时,还要检查哪个R13值出现了最佳的传输波形(最小脉冲移位,最小振荡,最大斜率)。最终,我决定使用R13 =3kΩ的值。

 

8Ω负载; f = 4800赫兹; 1V /格; 50us

1uF负载; f = 4800赫兹; 1V /格; 50us

  在最后一步中,检查C7补偿电容器的哪个值在矩形脉冲的包络中具有良好的振荡衰减(所谓的嗡嗡声)。此处应格外小心,因为在某些操作条件下,此容量的过度增加可能会导致放大器稳定性的损失。如果指定的C7值与先前假定的值明显不同,则应再次验证R13电阻器的允许值。所有这些都比做起来容易描述。整个过程很费力,但是会导致放大器具有良好的稳定性。我们得到了一个无条件稳定的放大器,它:

  • 在没有连接负载的情况下不会振荡,
  • 不会以任何值的线圈形式与负载一起振荡,
  • 不会以0.01÷10uF范围内的任何值的电容器形式与负载一起振荡,
  • 在矩形信号的驱动下不会因上述任何负载而振荡,
  • 当由频率为几赫兹且振幅足以使输出变压器饱和的正弦信号驱动时,它不会在变压器铁芯饱和时感应出振荡数据包。

  一个很好的测试是找到放大器仍然稳定的最大反馈值。在我的情况下,反馈电阻可减小至1.6kΩ,放大器输出端无振荡迹象。这提供了28.3dB的反馈环路深度。因此,可以假设带有电阻负载的放大器具有足够的12.4 dB增益裕度。

在图像上单击鼠标将打开最终的Concertino放大器原理图,其中包括上述所有校正。

前置放大器缓冲器

  前置放大器缓冲器还具有其他作用,与电子管放大器电路没有直接关系,因此未包含在主图中。缓冲器的功能是将用于外部低音炮的调节信号输出与第一放大器真空管的输入电路分开。这是唯一包含半导体组件的电路(尽管我发现使用它们没有问题,但主放大器电路仍然没有这些组件,因此与半个世纪以前使用的电路尽可能相似)。

  来自音量电位器滑块的信号被馈送到同相放大器的输入,由于这种配置中的高输入电阻(大约1e12Ω),保证了缓冲器不影响电子管放大器的输入信号。缓冲增益约为16dB。使用幅度为1.6V的输入信号(最大信号不会引起电子管放大器过载),我们在缓冲器的输出端得到的幅度为10.3V的信号,因此它在运算放大器的工作范围内电源电压为±12V。

  该系统由一个附加的小型网络变压器供电,该变压器的次级电压为2 x 12V。由于该系统只有几个元件,因此已组装在一块通用PCB上。

参数

除非另有说明,否则测量是在8 W电阻负载下进行的,没有变压器屏蔽。

  • Układ: Williamson; Aikido front end; ultralinear push-pull; klasa AB1
  • Nominalna moc wyjściowa: 2 x 25W (f=1kHz sinus; THD=0.21%)
  • Maksymalna moc wyjściowa: 2 x 32W (f=1kHz sinus; THD=1%)
  • Pasmo mocy:
    • 7Hz÷78kHz (P=0.2W sinus; ±3 dB; 0dB dla f=1kHz)
    • 7Hz÷75kHz (P=1W sinus; ±3 dB; 0dB dla f=1kHz)
    • 10Hz÷68kHz (P=5W sinus; ±3 dB; 0dB dla f=1kHz)
    • 17Hz÷60kHz (P=25W sinus; ±3 dB; 0dB dla f=1kHz)
  • Nierównomierność charakterystyki przenoszenia: ±0.1 dB (f=20Hz÷20kHz; P=1W)
  • THD dla f=1 kHz
    • 0.03% (P=0.2W sinus; f=1kHz)
    • 0.03% (P=1W sinus; f=1kHz)
    • 0.08% (P=5W sinus; f=1kHz)
    • 0.21% (P=25W sinus; f=1kHz)
  • THD dla f=20Hz÷10kHz
    • <0.05% (P=0.2W sinus; f=20Hz÷10kHz)
    • <0.1% (P=1W sinus; f=20Hz÷10kHz)
    • <0.2% (P=5W sinus; f=20Hz÷10kHz)
    • <0.6% (P=25W sinus; f=20Hz÷10kHz)
  • Poziom szumu i przydźwięku sieciowego na wyjściu
    • <0.2mV (97dB poniżej poziomu nominalnego; bez ekranowania transformatorów; odczep 8W)
    • <0.1mV (103dB poniżej poziomu nominalnego; z ekranowaniem transformatorów; odczep 8W)
  • Impedancja wejściowa: 47kΩ (f=20Hz÷20kHz)
  • Nominalna impedancja obciążenia: 4Ω lub 8Ω
  • Czułość wejść: 0.95Vrms sinus (P=25W)
  • Wzmocnienie napięciowe: 14.83 (odczep 8Ω)
  • Współczynnik tłumienia: 3.3 (oszacowany)
  • Globalne sprzężenie zwrotne: 15.9dB

在4个不同级别上测量的功率带宽。图中的星号表示由于输出变压器饱和而导致的失真水平急剧增加的点。

声带中传输特性的不均匀性。 0dB电平对应于8Ω电阻负载上的1W功率。

输入输出相位特性(P = 1W)。

对于正弦信号f = 1kHz,P = 1W,放大器输出上的谐波分布。总谐波失真THD = 0.025%。

总谐波失真与输出功率的函数关系(f = 1kHz)。

谐波失真系数作为频率的函数(P = 0.2W)。

谐波失真系数作为频率的函数(P = 1W)。

谐波失真系数作为频率的函数(P = 5W)。

谐波失真系数作为频率的函数(P = 25W)。

互调失真的频谱(f1 = 17kHz,f2 = 18kHz)。

互调失真的频谱(f1 = 1kHz,f2 = 1.1kHz)。

当使用正弦波驱动时,放大器输出端的信号频谱(f = 1kHz,P = 1W)。

未驱动放大器输出端的噪声和失真频谱(未加权测量)。

未稳压放大器输出端的噪声和失真频谱(加权测量-ANSI A)。

当使用频率为20Hz且幅度较大的正弦波形和频率为1kHz且幅度较小的波形驱动时,放大器的轻微失真的影响。放大器没有堵塞的迹象。输入电平为最大值的113%,不会使放大器失真。

如上图所示,输入波形对放大器产生强烈的失真影响。放大器在不超过信号波形周期一半的时间内显示出堵塞的迹象。输入电平为最大值的145%,不会使放大器失真。

链接和画廊

放大器设计中使用的主要资源:

测量期间使用的设备和软件:

  • multimetr cyfrowy
  • oscyloskop 2-kanałowy 50 MHz
  • generator przebiegu sinusoidalnego i prostokątnego 1 Hz - 200 kHz
  • Yoshimasa Electronic Inc. - DSSF3 Realtime Analyzer
  • Audua - Speaker Workshop
  • Sintrillium - Cool Edit Pro (obecnie: Adobe Systems Incorporated - Adobe Audition)

Marcin Sławicz

(Materiał opublikowany na www.fonar.com.pl w 2005r .)